Curso practico de electronica moderna - tomo 2 - Cekit
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Mar 06, 2018
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About This Presentation
Curso practico de electronica moderna - tomo 2 - Cekit
Slide Content
= CURSO Práctico de
ELECTRONICA
ELECTRONICA
Circuitos Analogos
y
Electronica aplicada
y
Electronica aplicada
Los circuitos son el núcleo central de la electrónica moderna. Los
componentes electrónicos, por sí mismos, no tienen ninguna utilidad
práctica, excepto la de servir como simples elementos decorativos o
utilitarios, si no están incorporados en un circuito para realizar una
función determinada. Este capítulo es una introducción al fascinante
mundo de los circuitos electrónicos y sus representantes más
aventajados: los circuitos integrados o chips.Conoceremos qué son,
cómo se fabrican y cuáles son los principales tipos existentes. También
experimentaremos con el circuito integrado 555, uno de los chips más
famosos de la breve historia de la microelectrónica
7.1 Señales y memorias, convertidores A/D, fl o estímulo de entrada. En la
circuitos ete
Laclectrénica trata fundamen- constituir por sí mismos un sis- — ejemplos deseñales o formas de
talmente con el análisis y de- tema o aparato electrónico, 0 ondadeocur
sarrollo de circuitos. Un
cuito electrónico, como se de- mismo. En la
stos circuitos pueden figura 7.1 se muestran a
sección de Pr
4, es una yectos de este curso encontra Uno de los tipos de seña
finió en el Capit
combinación de componen- — rámuchos ejemplos prácticos. les más comunes y populares,
tes, discretos o int
un chi
ados en que utilizaremos frecuente
conectados de modo Todos los circuitos, sin — ment
en este curso, es la onda
figura 7.1(a).
do de suapli- Las ondas seno son fáciles de
. independientemente — seno de voltaje
plejida
que proporcionen una o más embarg
trayectorias cerradas para la de sucon
circulación de la corriente y — cación,reciben, procesan yen- generar y resultan muy tt
es decir volta- como señales de pruet
realicen en conjunto una fun
a para
ción útil que ninguno de ellos jes o corrientes que varian de — determinar las propiedades de
podría hacer porsí mismo. Por una manera particular con el amplificadores, filros y otros
tanto, la finalidad de cualquier tiempo. Un amplificador de au- — circuitos, en parti
circuito es controlar y mani- dio, por ejemplo, recibe como — puesta de frecuencia, un con
pular corrientes de electrones entrada una señal de voltaje y — cepto que analizaremos en de
de una manera preestablecida. produce como salida una señal — talle más adelante
de voltaje qu
Los circuitos electrónicos, ampl
incluyendo los circuitos inte- da,es decir tiene su misma for- un cireuito lineal, pore
es una réplica
ada de la señal de entra Una onda seno aplicada a
-mplo,
den ser de muy di- ma de onda pero es varias ve- produce siempre como res-
versos tipos, dependiendo de ces más grande puesta una onda seno de am:
la función para la cual han sido plitud y fase determinada,
diseñados. Existen por ejeı Un oscilador, por su parte, Ninguna otra señal tiene est
plo, rectificadores, multiplica — produce una señal de salida de propiedad. Además, cualquier
dores, reguladores, amplifica- — características específicas y pre- forma de onda puede ser re
dores, filtros, osciladores, deciblesen forma autónoma, es — presentada como la suma 0 su
compuertas, decodificadores, decir sin necesidad de una se- — perposición de muchas ondas
componentes electrónicos, por sí mismos, no tienen ninguna utilidad
práctica, excepto la de servir como simples elementos decorativos o
utilitarios, si no están incorporados en un circuito para realizar una
función determinada. Este capítulo es una introducción al fascinante
mundo de los circuitos electrónicos y sus representantes más
aventajados: los circuitos integrados o chips.Conoceremos qué son,
cómo se fabrican y cuáles son los principales tipos existentes. También
experimentaremos con el circuito integrado 555, uno de los chips más
famosos de la breve historia de la microelectrónica
7.1 Señales y memorias, convertidores A/D, fl o estímulo de entrada. En la
circuitos ete
Laclectrénica trata fundamen- constituir por sí mismos un sis- — ejemplos deseñales o formas de
talmente con el análisis y de- tema o aparato electrónico, 0 ondadeocur
sarrollo de circuitos. Un
cuito electrónico, como se de- mismo. En la
stos circuitos pueden figura 7.1 se muestran a
sección de Pr
4, es una yectos de este curso encontra Uno de los tipos de seña
finió en el Capit
combinación de componen- — rámuchos ejemplos prácticos. les más comunes y populares,
tes, discretos o int
un chi
ados en que utilizaremos frecuente
conectados de modo Todos los circuitos, sin — ment
en este curso, es la onda
figura 7.1(a).
do de suapli- Las ondas seno son fáciles de
. independientemente — seno de voltaje
plejida
que proporcionen una o más embarg
trayectorias cerradas para la de sucon
circulación de la corriente y — cación,reciben, procesan yen- generar y resultan muy tt
es decir volta- como señales de pruet
realicen en conjunto una fun
a para
ción útil que ninguno de ellos jes o corrientes que varian de — determinar las propiedades de
podría hacer porsí mismo. Por una manera particular con el amplificadores, filros y otros
tanto, la finalidad de cualquier tiempo. Un amplificador de au- — circuitos, en parti
circuito es controlar y mani- dio, por ejemplo, recibe como — puesta de frecuencia, un con
pular corrientes de electrones entrada una señal de voltaje y — cepto que analizaremos en de
de una manera preestablecida. produce como salida una señal — talle más adelante
de voltaje qu
Los circuitos electrónicos, ampl
incluyendo los circuitos inte- da,es decir tiene su misma for- un cireuito lineal, pore
es una réplica
ada de la señal de entra Una onda seno aplicada a
-mplo,
den ser de muy di- ma de onda pero es varias ve- produce siempre como res-
versos tipos, dependiendo de ces más grande puesta una onda seno de am:
la función para la cual han sido plitud y fase determinada,
diseñados. Existen por ejeı Un oscilador, por su parte, Ninguna otra señal tiene est
plo, rectificadores, multiplica — produce una señal de salida de propiedad. Además, cualquier
dores, reguladores, amplifica- — características específicas y pre- forma de onda puede ser re
dores, filtros, osciladores, deciblesen forma autónoma, es — presentada como la suma 0 su
compuertas, decodificadores, decir sin necesidad de una se- — perposición de muchas ondas
seno. Esta característica nos
permite analizar circuitos ex-
citados por señales de cual-
quier tipo aplicando las téc
cas usuales para circuitos AC.
Otras formas de onda co
munes se muestran en las figu-
ras 7.1b-j. Las soñales de rui
@ @
Figura 7.1 Formas de onda de
señales comunes. (a) Onde
seno. (0) Rampa. (c) Rampa con
límit. (6) Sora iento do sera.
(6) Onda tnangular. (9) i. (9)
(Onda cuarada. (n) Pusos (D)
Paso. () Pros.
do, en particular, pueden serge-
neradas por os propios compo-
entes electrónicos como resul-
tado de la agitación térmica in-
terna inducidas electromagné-
ticamente por relámpago
temas de ignición de vehículos,
motores eléctricos, líneas de
se con las señales de interés y
degradarlas. En los circuitos
bien diseñados, el ruido 16m
co debe pasar desapercibido y
el ruido electromagnstico debe
sercontrarestado mediante é0-
nicas de blindaje apropiadas.
7.2 Los circuitos
integrados
Los circuits integrados, figu-
como su nombre |
dica. son creuitos electrónicos
completos en los cuales todos
los componentes, incluyendo
transistores, diodos, resis
is, condensadores y cond
tores, se forman completa-
mente sobre un chip o
mm de lado y 0.5 mm de es
pesor. En este reducido espa:
cio, se pueden concentrar mi-
les de transitores y componen-
tes que realizan funciones muy
«complejas y variadas, much!
veces imposibles de lograr por
métodos convencionales.
Una vez obtenido un cir-
uito integrado, la pastilla se
encierra en una cápsula plásti-
a 0 cerámica que contiene los
pines de acceso a través de los
‘cuales el chip se comunica con
el mundo exterior, figura 7.3.
Las cápsulas plásticas son más
livianas que las cerámicas, pero
estas últimas son más resisten-
tes y pueden trabajar a más al-
tas temperaturas. La cápsula
permite analizar circuitos ex-
citados por señales de cual-
quier tipo aplicando las téc
cas usuales para circuitos AC.
Otras formas de onda co
munes se muestran en las figu-
ras 7.1b-j. Las soñales de rui
@ @
Figura 7.1 Formas de onda de
señales comunes. (a) Onde
seno. (0) Rampa. (c) Rampa con
límit. (6) Sora iento do sera.
(6) Onda tnangular. (9) i. (9)
(Onda cuarada. (n) Pusos (D)
Paso. () Pros.
do, en particular, pueden serge-
neradas por os propios compo-
entes electrónicos como resul-
tado de la agitación térmica in-
terna inducidas electromagné-
ticamente por relámpago
temas de ignición de vehículos,
motores eléctricos, líneas de
se con las señales de interés y
degradarlas. En los circuitos
bien diseñados, el ruido 16m
co debe pasar desapercibido y
el ruido electromagnstico debe
sercontrarestado mediante é0-
nicas de blindaje apropiadas.
7.2 Los circuitos
integrados
Los circuits integrados, figu-
como su nombre |
dica. son creuitos electrónicos
completos en los cuales todos
los componentes, incluyendo
transistores, diodos, resis
is, condensadores y cond
tores, se forman completa-
mente sobre un chip o
mm de lado y 0.5 mm de es
pesor. En este reducido espa:
cio, se pueden concentrar mi-
les de transitores y componen-
tes que realizan funciones muy
«complejas y variadas, much!
veces imposibles de lograr por
métodos convencionales.
Una vez obtenido un cir-
uito integrado, la pastilla se
encierra en una cápsula plásti-
a 0 cerámica que contiene los
pines de acceso a través de los
‘cuales el chip se comunica con
el mundo exterior, figura 7.3.
Las cápsulas plásticas son más
livianas que las cerámicas, pero
estas últimas son más resisten-
tes y pueden trabajar a más al-
tas temperaturas. La cápsula
trae también impresalareferen- nes, dependiendo de su cor
cia del dispositivo, el logotipo _plejidad y función. El pin 1 se referencia identifica general
‘nombre del fabricante, la fe- identifica mediante una mues- mente al fabricante, aunque no
regla absoluta. Por
prefijo (primeras letras) de la
cha de fabricación del chip y ca 0 un punto grabado en la es una
otros datos de interés. Tanto las parte superior de la cápsula. ejemplo, AD correspon:
cápsulas plásticas como las ce- Los demás pines se enumeran Analog Devices, DM,
rimicas, pueden ser de monta- a partir del número | ensenti- LF y LH a National Semicon
cial o de montaje por do contrario al de las maneci- ductor, CA y CD a RCA, DS
inserción. En este curso traba- — llas del reloj, como se indica a Dallas Semiconductor, LA a
remos preferencialmentecon en la figura 7.4. Cada pin tic- Fairchild, HA a Harris o Hita-
estas últimas. ne una función y unas carac- chi, MC a Motorola, ICL a
teristicas propias especilicadas Intersil, OPA a Burr-Brown.
idiendo del tipo de — porel fabricante en la hoja de LT y ETC a Linear Tec
cápsula utilizada, los circuitos datos del producto. gy, NE aSigneties, SN a Texas
ados pueden ser DIP, Instruments, ECG a Philips
SIP, SOIC, PLCC, etc. Los Los circuitos integrados Sylvania, XR a Exar, etc
chips DIP (Dual In-line Pac- seidentifican por una refere
kage), en particular, que son cia que describe sus caracte: El fabricante también se
los más conocidos, constan de — rística
exactas (LMS!
ICL7106, XR.
y especific
CD4047B, tipo del mismo, impreso en la
240, ctc.). El cápsula junto con
cia y lafecha, Esta última está
representada normalmente por
jones puede identificar por el logo
dos filas de termi
den tener desde 6 referen:
un código de cuatro dígitos de
la forma XX YY, donde XX
año y YY ala
semana dentro de ese año, Por
ejemplo, el código “9810” si
nifica que el chip fue fabrica-
do en la décima semana de
1998, es decir a mediados de
marzo de ese año. La fecha
permite estimar la edad del
componente y detectar, por
experiencia, cuando proviene
de un lote defectuoso o no pro-
bado suficientemente. Siem
pre desconfie de un IC que no
tor
un código de fecha.
La tecnología de los cireui
Los electrónicos está uctualmen:
te en pleno auge y los logros en
Figura 7.2 Circultos Integrados. Al ondo, el ntrorde un sorprendentes. Comparados con
cia del dispositivo, el logotipo _plejidad y función. El pin 1 se referencia identifica general
‘nombre del fabricante, la fe- identifica mediante una mues- mente al fabricante, aunque no
regla absoluta. Por
prefijo (primeras letras) de la
cha de fabricación del chip y ca 0 un punto grabado en la es una
otros datos de interés. Tanto las parte superior de la cápsula. ejemplo, AD correspon:
cápsulas plásticas como las ce- Los demás pines se enumeran Analog Devices, DM,
rimicas, pueden ser de monta- a partir del número | ensenti- LF y LH a National Semicon
cial o de montaje por do contrario al de las maneci- ductor, CA y CD a RCA, DS
inserción. En este curso traba- — llas del reloj, como se indica a Dallas Semiconductor, LA a
remos preferencialmentecon en la figura 7.4. Cada pin tic- Fairchild, HA a Harris o Hita-
estas últimas. ne una función y unas carac- chi, MC a Motorola, ICL a
teristicas propias especilicadas Intersil, OPA a Burr-Brown.
idiendo del tipo de — porel fabricante en la hoja de LT y ETC a Linear Tec
cápsula utilizada, los circuitos datos del producto. gy, NE aSigneties, SN a Texas
ados pueden ser DIP, Instruments, ECG a Philips
SIP, SOIC, PLCC, etc. Los Los circuitos integrados Sylvania, XR a Exar, etc
chips DIP (Dual In-line Pac- seidentifican por una refere
kage), en particular, que son cia que describe sus caracte: El fabricante también se
los más conocidos, constan de — rística
exactas (LMS!
ICL7106, XR.
y especific
CD4047B, tipo del mismo, impreso en la
240, ctc.). El cápsula junto con
cia y lafecha, Esta última está
representada normalmente por
jones puede identificar por el logo
dos filas de termi
den tener desde 6 referen:
un código de cuatro dígitos de
la forma XX YY, donde XX
año y YY ala
semana dentro de ese año, Por
ejemplo, el código “9810” si
nifica que el chip fue fabrica-
do en la décima semana de
1998, es decir a mediados de
marzo de ese año. La fecha
permite estimar la edad del
componente y detectar, por
experiencia, cuando proviene
de un lote defectuoso o no pro-
bado suficientemente. Siem
pre desconfie de un IC que no
tor
un código de fecha.
La tecnología de los cireui
Los electrónicos está uctualmen:
te en pleno auge y los logros en
Figura 7.2 Circultos Integrados. Al ondo, el ntrorde un sorprendentes. Comparados con
los circuitos realizados con
componentes discretos, los i
ceuitos integrados son más pe-
queños, compactos, livianos,
económicos y confiables. Ad
más, son. fáciles de usar, pe
miten realizar sistemas modu
laros y simplifican enormemen-
te latarca de diseño y construe
ciónde cualquier proyecto elec
trónico. Sin embargo, tienen
también algunas limitaciones
Por ejemplo, su reduc ta
año limita los niveles de po-
tencia y voltaje que pueden
1zön, muchos
circuitos integrados destinados.
para aplicaciones de potencia
son en realidad híbridos, es de
cir combinan componentes dis
retos e integrados en una mis-
ma cápsula. Además, no es po-
sible integrar bobinas ni trans-
formadores y, en el estado ac
tual de la tecnología, ki
ción de resistencias y conden-
sadores de gran valor no es ef
ciente porque estos componen-
pastilla. Por es
cesariosimularios mediante ci
n mucho espacio en la
Actualmente, la mayor parte
de los circuitos integrados se
fa
silicio utilizando un proceso
ir de pastillas de
rican a pa
llamado planar, concebido
originalmente en 1958 por
Jean A. Hocmi de la compa-
fifa Fairchild. El silicio prop
mente dicho se obtiene por
síntesis del dióxido de silico,
arena. Una vez sintetizado, se
funde y se cristaliza en forma
de barras cilíndricas. Cada ba:
rra se corta en obleas de 40 a
80 mm de diámetro y de 0.15
20.50 mm de espesor, figura
5.A continuación, las obleas
a
componentes discretos, los i
ceuitos integrados son más pe-
queños, compactos, livianos,
económicos y confiables. Ad
más, son. fáciles de usar, pe
miten realizar sistemas modu
laros y simplifican enormemen-
te latarca de diseño y construe
ciónde cualquier proyecto elec
trónico. Sin embargo, tienen
también algunas limitaciones
Por ejemplo, su reduc ta
año limita los niveles de po-
tencia y voltaje que pueden
1zön, muchos
circuitos integrados destinados.
para aplicaciones de potencia
son en realidad híbridos, es de
cir combinan componentes dis
retos e integrados en una mis-
ma cápsula. Además, no es po-
sible integrar bobinas ni trans-
formadores y, en el estado ac
tual de la tecnología, ki
ción de resistencias y conden-
sadores de gran valor no es ef
ciente porque estos componen-
pastilla. Por es
cesariosimularios mediante ci
n mucho espacio en la
Actualmente, la mayor parte
de los circuitos integrados se
fa
silicio utilizando un proceso
ir de pastillas de
rican a pa
llamado planar, concebido
originalmente en 1958 por
Jean A. Hocmi de la compa-
fifa Fairchild. El silicio prop
mente dicho se obtiene por
síntesis del dióxido de silico,
arena. Una vez sintetizado, se
funde y se cristaliza en forma
de barras cilíndricas. Cada ba:
rra se corta en obleas de 40 a
80 mm de diámetro y de 0.15
20.50 mm de espesor, figura
5.A continuación, las obleas
a
se pulen con un ácido hasta
quedar brillantes. Cada chip
ocupa en promedio un área de
2.25 mm’ de la oblea.
ra 7.6 se resume
En la fig
gráficamente
Fabricación de uncircuitoin:
:grado por el método planar
Inicialmente, la oblea de silicic
se somete a una etapa de oxidi
¡ón, consistente en la exposi
ción de su superfci
‘oxigeno seco en un homo a una
temperatura entre 1000* C y
1200 *C. Al final de esta etapa,
fi
7.6a, sobre la superficie
ela oblea queda formada tina
delgada capa de óxido de sil.
cio (SiO), que es un material
sta
vítreo y aislan pro.
lege al circuito contra la conta:
minación ambiental y sirve
como superficie para la aplica
ción de una película sensible a
luz ultravioleta (UV) llama
aphotoresist Este proceso, fl
gura 7.6b, se denomina foto-
protección y se realiza en una
máquina centri
ade photoresist, la oble
tonces bombardeada
UV utilizando un proyector des
izante muy preciso llamado ali
neador óptico, figura 7.6c. El
alineador posee un dispositivo.
llamado máscara el cual blo.
que selectivamente el paso de
la luz hacia unas áreas deter-
nadas de cada pastilla. Las
zonas expuestas a la luz UV se
polimerizan, volviéndose resis
es a los productos químicos.
utilizados en las etapas subsi
guientes del proceso. Las reas
noexpuestas, por su parte, pie
den el photoresis y se vuelven
les a estos materiales,
figura 7.6d.
À continuación, se forman
las regiones P y N de la primera
plana o capa de contaminación
inyectando selectivamente áto-
mos de sustancias dopantes
como boro y fósforo por medio
de un proceso llamado difusión.
Esto ultimo se
izaen un hor
no a una temperatura entre
1100°C y 1200°C y consiste en
exponer la oblea al vapor de las
impurezas para que sus átomos
penetren enel silicio através de
las zonas no expuestas, Previa.
mente, para facilitar la difusión
de las impurezas, el SiO, no
expuesto se elimina con ácido
hidrofluorhídrico (HF). Este
proceso se denomina atacado
o corrosión, figura 7.6e.
Mens EE zn
quedar brillantes. Cada chip
ocupa en promedio un área de
2.25 mm’ de la oblea.
ra 7.6 se resume
En la fig
gráficamente
Fabricación de uncircuitoin:
:grado por el método planar
Inicialmente, la oblea de silicic
se somete a una etapa de oxidi
¡ón, consistente en la exposi
ción de su superfci
‘oxigeno seco en un homo a una
temperatura entre 1000* C y
1200 *C. Al final de esta etapa,
fi
7.6a, sobre la superficie
ela oblea queda formada tina
delgada capa de óxido de sil.
cio (SiO), que es un material
sta
vítreo y aislan pro.
lege al circuito contra la conta:
minación ambiental y sirve
como superficie para la aplica
ción de una película sensible a
luz ultravioleta (UV) llama
aphotoresist Este proceso, fl
gura 7.6b, se denomina foto-
protección y se realiza en una
máquina centri
ade photoresist, la oble
tonces bombardeada
UV utilizando un proyector des
izante muy preciso llamado ali
neador óptico, figura 7.6c. El
alineador posee un dispositivo.
llamado máscara el cual blo.
que selectivamente el paso de
la luz hacia unas áreas deter-
nadas de cada pastilla. Las
zonas expuestas a la luz UV se
polimerizan, volviéndose resis
es a los productos químicos.
utilizados en las etapas subsi
guientes del proceso. Las reas
noexpuestas, por su parte, pie
den el photoresis y se vuelven
les a estos materiales,
figura 7.6d.
À continuación, se forman
las regiones P y N de la primera
plana o capa de contaminación
inyectando selectivamente áto-
mos de sustancias dopantes
como boro y fósforo por medio
de un proceso llamado difusión.
Esto ultimo se
izaen un hor
no a una temperatura entre
1100°C y 1200°C y consiste en
exponer la oblea al vapor de las
impurezas para que sus átomos
penetren enel silicio através de
las zonas no expuestas, Previa.
mente, para facilitar la difusión
de las impurezas, el SiO, no
expuesto se elimina con ácido
hidrofluorhídrico (HF). Este
proceso se denomina atacado
o corrosión, figura 7.6e.
Mens EE zn
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E vien p
CES
CRE
Re
4
izada la difu
sión de impurezas de la prime
Una vez re
ra plana, se retira el photon
sist polimerizado, figura 7.6,
‘mo proceso hasta que queden
formadas todos los componen:
tes requeridos. Hecho esto,
realizan las distintas cone
nes eléctricas mediante un pro-
ceso llamado metalizae
gura 7.6g, se comprueban las.
pastillas mediante equipos au
tomatizados, se separan las
mismas de la oblea utilizando
métodos similares a los em:
pleados para cortar vidrio y se
encapsulan las que no tengan
Algunos circuitos integ
dos, debido a su complejidad,
requieren más de una capa de
metalización. Para obtener una
nueva capa de metalización, se
repite exactamente el mismo
proceso seguido con el silicio
del primer nivel. Las diferentes
capas van creciendo una sobre
otra formando una estruc
parecida a un sandwich o em:
paredado. Por cuestiones präc-
icas, la mayoría
Susto p
Figura 7.7 Ejemplo de
inegracón den
El aislamiento eléctrico
entre los distintos componen-
tes se proporciona mediante
uniones PN inversamente po-
larizadas. Para finalizar,cn la fi
gura7.7 semuestracomoejem-
plo la integración de un amplifi-
cadorsencillo formado por dos
transistores (QI, Q2) y dosre-
sistencias (RI, R2).
7.4 Tipos de
circuitos integrados
Los circuitos integrados pue
den ser de varios tipos, depen
diendo de su función especi-
fica, el grado de complejidad,
eli
jan, la tecnolo
ción y otros criterios. La com:
plejidad o nivel de int
ción, en particular, se refiere
al número de componentes
realizadas en el chip. Desde
este punto de vista, los circui
tos integrados pueden ser de
pequeña escala (SSD), media:
na escala (MSI), alta escala
(LSD) y muy alta escala
(VLSD. Los circuitos SSI
contienen típicamente menos
de 100 componentes por chip,
los MSI entre 100 y 1000, los.
LSI entre 1000 y 100 000 y
los VLSI más de 100 000.
En este curso utilizaremos
principalmente circuitos inte
ados de propésite 1551
y MSI, como reguladores, am
plificadores, compuertas, flip
flops, contadores,
LSIyVL
mente para realizar tarcas mu
específicas y especializadas, di
ic. Los chips
SI se diseñan general
‘cesador o unidad central de pro
¡ceso (CPU) de una computado-
comput
completo con CPU,
«loro microcontrolador
puertos de entrada/salida.
Dependiendo del tipo de se
dos puedenseranálogoso
digitales. Esta clasificación es
plicable tumbién acircuitos elec
trónicos realizados con compo-
Los cireuitos análogos o li-
reales, como su nombre lo indi
ca, trabajan con señales análo»
gs, es decir que pueden adopta
tun número infinito de valores en.
tre un mínimo y un máximo.
Ejemplos de circuitos integrados
análogos son los reguladores d
pliicadores opera
cionales, los filtros activos, etc
TI Ditsién n
E vien p
CES
CRE
Re
4
izada la difu
sión de impurezas de la prime
Una vez re
ra plana, se retira el photon
sist polimerizado, figura 7.6,
‘mo proceso hasta que queden
formadas todos los componen:
tes requeridos. Hecho esto,
realizan las distintas cone
nes eléctricas mediante un pro-
ceso llamado metalizae
gura 7.6g, se comprueban las.
pastillas mediante equipos au
tomatizados, se separan las
mismas de la oblea utilizando
métodos similares a los em:
pleados para cortar vidrio y se
encapsulan las que no tengan
Algunos circuitos integ
dos, debido a su complejidad,
requieren más de una capa de
metalización. Para obtener una
nueva capa de metalización, se
repite exactamente el mismo
proceso seguido con el silicio
del primer nivel. Las diferentes
capas van creciendo una sobre
otra formando una estruc
parecida a un sandwich o em:
paredado. Por cuestiones präc-
icas, la mayoría
Susto p
Figura 7.7 Ejemplo de
inegracón den
El aislamiento eléctrico
entre los distintos componen-
tes se proporciona mediante
uniones PN inversamente po-
larizadas. Para finalizar,cn la fi
gura7.7 semuestracomoejem-
plo la integración de un amplifi-
cadorsencillo formado por dos
transistores (QI, Q2) y dosre-
sistencias (RI, R2).
7.4 Tipos de
circuitos integrados
Los circuitos integrados pue
den ser de varios tipos, depen
diendo de su función especi-
fica, el grado de complejidad,
eli
jan, la tecnolo
ción y otros criterios. La com:
plejidad o nivel de int
ción, en particular, se refiere
al número de componentes
realizadas en el chip. Desde
este punto de vista, los circui
tos integrados pueden ser de
pequeña escala (SSD), media:
na escala (MSI), alta escala
(LSD) y muy alta escala
(VLSD. Los circuitos SSI
contienen típicamente menos
de 100 componentes por chip,
los MSI entre 100 y 1000, los.
LSI entre 1000 y 100 000 y
los VLSI más de 100 000.
En este curso utilizaremos
principalmente circuitos inte
ados de propésite 1551
y MSI, como reguladores, am
plificadores, compuertas, flip
flops, contadores,
LSIyVL
mente para realizar tarcas mu
específicas y especializadas, di
ic. Los chips
SI se diseñan general
‘cesador o unidad central de pro
¡ceso (CPU) de una computado-
comput
completo con CPU,
«loro microcontrolador
puertos de entrada/salida.
Dependiendo del tipo de se
dos puedenseranálogoso
digitales. Esta clasificación es
plicable tumbién acircuitos elec
trónicos realizados con compo-
Los cireuitos análogos o li-
reales, como su nombre lo indi
ca, trabajan con señales análo»
gs, es decir que pueden adopta
tun número infinito de valores en.
tre un mínimo y un máximo.
Ejemplos de circuitos integrados
análogos son los reguladores d
pliicadores opera
cionales, los filtros activos, etc
su parte, trabajan con señales
digitales o binarias, es decir
que sólo pueden adoptaruno de
dos valores posibles. Ejemplos
decircuitos integrados di
son las compuertas. los flip-
ps, los codificador
tadores, los registros, las memo-
rias, los microcontroladores, et.
Muchos circuitos integrados
son también analégico-digita-
les, es decir manejan tanto se
ales análogas como digitales.
Ejemplos de circuitos integra-
dos de estetipo son los conver.
tidores A/D y D/A, los poten-
ciómetros digitales, los sinteti-
zadores de voces y sonidos, los
procesadores digitales de seña:
pal responsable del au
comuni À audio, el
video, el control y otras tecno.
Dependiendo del método
de fabricación, los circuitos in
tegrados pueden ser monolit-
cos o híbridos. Los circuitos
integrados monolíticos se ca:
racterizan por tener todos sus
componentes asociados e in-
terconectados entre sí de for.
bre un sustrato semiconductor,
generalmente silicio. Esta tec=
nología es la más apropiada
para la producción masiva de
circuitos integrados. La forma.
ción de los distintos compo-
nentes y la interconexión de
los mismos se realizan, respec-
tivamente, por difusión y m
n, como se explicó en
in 73.
e inseparable so-
Los circuitos integrados
híbridos, por su parte, se €:
racterizan porque combinan en
una misma cápsula componen-
tes inte,
tes discretos, pero e
ellos mantiene su identidad, es
los con componen-
uno de
decires separable del resto, fl-
gura 7.8. En la práctica, la
mayoría de diseños híbridos
corresponden a circuitos
grados orientados hacia ap
ciones específica, aunque tam:
bién se dispone de versiones.
estándares, como los popul
amplificadores de potencia de
audio de la serie STK de San-
yo. Otras aplicaciones incluyen
fuentes de conmutacién, co
twoladores de motores, ampli
ficadores de peque para
radiofrecuencia, ete
Los circuitos integrados hi
bridos, asu vez, pueden ser de
película delgada o de pelíc
la gruesa. En
componentes
cias, condensadores y bobinas)
se depositan e interconectan en
nbos casos, los
sivos (resisten
un sustrato de mate
o, junto con los semiconduc-
{ores y circuitos integrados mo-
noliticos requeridos, formando.
un circuito impreso diminuto,
ento de pelí
deposición se
a por evaporación al va
cio de los materiales adecua:
dos, mientras que en el de pe
lícula gruesa los componen-
tes pasivos literalmente se
pi Esto
permite alcanzar más altos ni-
veles de producción.
an sobre el susır
Como material complementa
de los temas tados en este cu
pitul, se recomienda al lectorel
odidáctico «Todo sobre cin
dos», publicado
digitales o binarias, es decir
que sólo pueden adoptaruno de
dos valores posibles. Ejemplos
decircuitos integrados di
son las compuertas. los flip-
ps, los codificador
tadores, los registros, las memo-
rias, los microcontroladores, et.
Muchos circuitos integrados
son también analégico-digita-
les, es decir manejan tanto se
ales análogas como digitales.
Ejemplos de circuitos integra-
dos de estetipo son los conver.
tidores A/D y D/A, los poten-
ciómetros digitales, los sinteti-
zadores de voces y sonidos, los
procesadores digitales de seña:
pal responsable del au
comuni À audio, el
video, el control y otras tecno.
Dependiendo del método
de fabricación, los circuitos in
tegrados pueden ser monolit-
cos o híbridos. Los circuitos
integrados monolíticos se ca:
racterizan por tener todos sus
componentes asociados e in-
terconectados entre sí de for.
bre un sustrato semiconductor,
generalmente silicio. Esta tec=
nología es la más apropiada
para la producción masiva de
circuitos integrados. La forma.
ción de los distintos compo-
nentes y la interconexión de
los mismos se realizan, respec-
tivamente, por difusión y m
n, como se explicó en
in 73.
e inseparable so-
Los circuitos integrados
híbridos, por su parte, se €:
racterizan porque combinan en
una misma cápsula componen-
tes inte,
tes discretos, pero e
ellos mantiene su identidad, es
los con componen-
uno de
decires separable del resto, fl-
gura 7.8. En la práctica, la
mayoría de diseños híbridos
corresponden a circuitos
grados orientados hacia ap
ciones específica, aunque tam:
bién se dispone de versiones.
estándares, como los popul
amplificadores de potencia de
audio de la serie STK de San-
yo. Otras aplicaciones incluyen
fuentes de conmutacién, co
twoladores de motores, ampli
ficadores de peque para
radiofrecuencia, ete
Los circuitos integrados hi
bridos, asu vez, pueden ser de
película delgada o de pelíc
la gruesa. En
componentes
cias, condensadores y bobinas)
se depositan e interconectan en
nbos casos, los
sivos (resisten
un sustrato de mate
o, junto con los semiconduc-
{ores y circuitos integrados mo-
noliticos requeridos, formando.
un circuito impreso diminuto,
ento de pelí
deposición se
a por evaporación al va
cio de los materiales adecua:
dos, mientras que en el de pe
lícula gruesa los componen-
tes pasivos literalmente se
pi Esto
permite alcanzar más altos ni-
veles de producción.
an sobre el susır
Como material complementa
de los temas tados en este cu
pitul, se recomienda al lectorel
odidáctico «Todo sobre cin
dos», publicado
Experimento 7. 1
Practicando con el
circuito integrado 555
Objetivos Materiales necesarios
1. Familiarizarse con el usoe Tanto la frecuencia de los
de circuitos pulsos en el modo astable,
Componentes
1 Circuito integrado 555
como la duración del pulso en | Resistencia de 10 ka, 5%, UAW
ee eo oe ered
to del circuito integrado 555 — graman externamente median- a de MENE Sl
Aspectos prácticos los pines 2, 6 y 7. La tensión Decano de oa,
preliminares de alimentación, que puede |} piano
Seo Can oe De
to integrado muy popular, dis re los pines 8 (+Vcc)y 1 226N°24 AWG
joule pintas q (GHD) Lace de er ES:
we HOSEA Dip GES fk, bates e dns Los pues anne (NO lin
Ge oe eee Se es scree mod
Hama icine au oe epee een Cm eae
Bel ee vel at Vo cela eo
Pan D ER DJ y ca
ne ue Ro ROT)
A SN Cha eee)
ne nd Oe ee se et
ee ec neers
coun dé pure (Fo), Era ae care
ee ey cata et
REZ Cl doer. las eae
a dape
oo as
en Greta sD) ra FT arajcı
Practicando con el
circuito integrado 555
Objetivos Materiales necesarios
1. Familiarizarse con el usoe Tanto la frecuencia de los
de circuitos pulsos en el modo astable,
Componentes
1 Circuito integrado 555
como la duración del pulso en | Resistencia de 10 ka, 5%, UAW
ee eo oe ered
to del circuito integrado 555 — graman externamente median- a de MENE Sl
Aspectos prácticos los pines 2, 6 y 7. La tensión Decano de oa,
preliminares de alimentación, que puede |} piano
Seo Can oe De
to integrado muy popular, dis re los pines 8 (+Vcc)y 1 226N°24 AWG
joule pintas q (GHD) Lace de er ES:
we HOSEA Dip GES fk, bates e dns Los pues anne (NO lin
Ge oe eee Se es scree mod
Hama icine au oe epee een Cm eae
Bel ee vel at Vo cela eo
Pan D ER DJ y ca
ne ue Ro ROT)
A SN Cha eee)
ne nd Oe ee se et
ee ec neers
coun dé pure (Fo), Era ae care
ee ey cata et
REZ Cl doer. las eae
a dape
oo as
en Greta sD) ra FT arajcı
Ennuestrocaso, RI=IOKO,
Ci=I0pF y R2es variable entre
Oy 1 MQ. Portanto, teöricamen-
te, la frecuencia de los pulsos de
salida es variable entre 0.07 Hz
(R2=IMQ)y 14.4 Hz (R2=00).
Esto implica que se puede pro-
ducirdesde I destello cada 14 se
gundos (R2=1MQ) hasta 1 des-
tello cada 69 milisegundos
(R2=00).Los valoresrealesob-
tenidos en la práctica dependen
delatoleranciadeloscomponen-
tes utilizados,
Procedimiento
1. Observe cuidadosamente su
circuito integrado 555.
‘uanto pines posee? ¿Que
y
tipo de encapsulado utiliza?
¿Cuál es el pin 1? ¿Como se
identifican los demás pi
Interprete la información im-
presa en la parte superior de
la cápsula. ¿Cuál es la com:
pañía fabricante?, ¿Cuál es
la referencia exacta del dis-
positivo?. ¿En qué fecha y en
qué país fue fabricado?
2. Arme sobre el protoboard el
ircuitode la figura 3. Sitúe
ntonces R2.en una posición
intermedia e instale la bate-
(a (B1). Observe lo que su-
‘cede, Notará que el LED D!
parpadea a una cierta velo-
ad o frecuencia. ¿Por
qué? Gire lentamente el po-
tenciómetro R2 de un extre
mo a otro. Observará que la
Figura 2.Cireuto experimental
para comprobar la operación del
1555 en el modo astable
, siendo minin
un extremo y máxima en el
otro, ¿Por que?
3. Utilizando un cronómetro,
trate de calcular en forma
aproximada las frecuencias
máxima (Fomax) y mínima
(Fomin) de los pulsos pro-
ducidos. Para determinar la
frecuencia mínima, mida el
tiempo que transcurre des-
de el instante en que co.
mienza un destello hasta el
instante en que comienza el
siguiente. El inverso de
tiempo es la frecuencia mí
nima, ¿Por qué?.
este
, cuente el
número de destellos que se
producen en un minuto y di-
vida este número por 60. El
valor resultante es la fre:
cuencia máxima. ¿Por qu
Compare los valores obteni-
dos con los calculados te6-
ricamente, Derive sus pro
pias conclusiones,
Ci=I0pF y R2es variable entre
Oy 1 MQ. Portanto, teöricamen-
te, la frecuencia de los pulsos de
salida es variable entre 0.07 Hz
(R2=IMQ)y 14.4 Hz (R2=00).
Esto implica que se puede pro-
ducirdesde I destello cada 14 se
gundos (R2=1MQ) hasta 1 des-
tello cada 69 milisegundos
(R2=00).Los valoresrealesob-
tenidos en la práctica dependen
delatoleranciadeloscomponen-
tes utilizados,
Procedimiento
1. Observe cuidadosamente su
circuito integrado 555.
‘uanto pines posee? ¿Que
y
tipo de encapsulado utiliza?
¿Cuál es el pin 1? ¿Como se
identifican los demás pi
Interprete la información im-
presa en la parte superior de
la cápsula. ¿Cuál es la com:
pañía fabricante?, ¿Cuál es
la referencia exacta del dis-
positivo?. ¿En qué fecha y en
qué país fue fabricado?
2. Arme sobre el protoboard el
ircuitode la figura 3. Sitúe
ntonces R2.en una posición
intermedia e instale la bate-
(a (B1). Observe lo que su-
‘cede, Notará que el LED D!
parpadea a una cierta velo-
ad o frecuencia. ¿Por
qué? Gire lentamente el po-
tenciómetro R2 de un extre
mo a otro. Observará que la
Figura 2.Cireuto experimental
para comprobar la operación del
1555 en el modo astable
, siendo minin
un extremo y máxima en el
otro, ¿Por que?
3. Utilizando un cronómetro,
trate de calcular en forma
aproximada las frecuencias
máxima (Fomax) y mínima
(Fomin) de los pulsos pro-
ducidos. Para determinar la
frecuencia mínima, mida el
tiempo que transcurre des-
de el instante en que co.
mienza un destello hasta el
instante en que comienza el
siguiente. El inverso de
tiempo es la frecuencia mí
nima, ¿Por qué?.
este
, cuente el
número de destellos que se
producen en un minuto y di-
vida este número por 60. El
valor resultante es la fre:
cuencia máxima. ¿Por qu
Compare los valores obteni-
dos con los calculados te6-
ricamente, Derive sus pro
pias conclusiones,
La fuente de alimentación es una parte muy importante del diseño de
cualquier sistema electrónico y una de las principales responsables de
su correcto desempeño. En este capítulo examinaremos los principales
tipos de circuitos utilizados en los sistemas electrónicos como bloques
constructivos básicos de las fuentes de alimentación, haciendo
especial énfasis en los rectificadores, los multiplicadores de voltaje y
los reguladores de tensión lineales. También incluiremos en nuestro
estudio las fuentes de corriente, las referencias de tensión y los
reguladores de conmutación.
8.1 Introducción amente exceden de 30V yen trOnicos, operadas desde la red
“odos los circuitos y aparatos algunos casos pueden Ilegar a pública de AC, figura 8.1. Apar
electrónicos requieren por lo ser inferiores a 1.5V. La co- tedenonecesitarreemplazo.
menos de una fuente de alimen- ri ar. cuente, ete tipo de fuentes, cuan
tación AC o DC, externa o in- desde unos pocos microampe- do están bien diseñadas, pueden
tema, para operar correctamen- — rios hasta varios amperios. resullar más económicas, esta-
te. Enel caso de un eircuito AC les y potentes que
la fuente puede ser simplemen- Las baterías, como vimos as, Por esta razón, ex-
te un transformador reductor enel Capítulo 4, ofrecen, entre ceptuando equipos portátiles, el
conectado a la red pública de — otras ve sequibilidad, uso de baterías
corriente alterna de 115V o. conveniencia, portabilidad y — circuitos o proyectos electró-
e demandada puede
ara alimentar
20V. La mayoría de circuitos — reutilizabilidad. Sin embargo, _nicos es ocasional.
electrónicos prácticos, sin em- _ existen situaciones en las cua:
bargo, trabajan a partir de un — les su uso puede resultar prohi- Las fuentes de alimenta-
voltaje de alimentación DC. - bitivo. En estos casos, debe re- ción son invariablemente
Este último puede ser, por currirse al uso de fuentes deali- fuentes de voltaje, figura 8.2.
ejemplo, suministrado por una — mentación DC dedicadas, rea- Idealr
batería. Los voltajes requeridos — lizadas con componentes elec- Capitulo 6, una fuente de vol-
taje debe mantener siempre
entre sus terminales un volta-
je independiente de la corien-
te exigida por I es de
o» una resiste
fuentes de voltaje reales
n una resistencia in
y un limite ala corriente
ma que pueden suminis-
Por tanto, una fuente de
alimentación real se compor
ta como una fuente ideal sólo
dentro de ciertos límites.
cualquier sistema electrónico y una de las principales responsables de
su correcto desempeño. En este capítulo examinaremos los principales
tipos de circuitos utilizados en los sistemas electrónicos como bloques
constructivos básicos de las fuentes de alimentación, haciendo
especial énfasis en los rectificadores, los multiplicadores de voltaje y
los reguladores de tensión lineales. También incluiremos en nuestro
estudio las fuentes de corriente, las referencias de tensión y los
reguladores de conmutación.
8.1 Introducción amente exceden de 30V yen trOnicos, operadas desde la red
“odos los circuitos y aparatos algunos casos pueden Ilegar a pública de AC, figura 8.1. Apar
electrónicos requieren por lo ser inferiores a 1.5V. La co- tedenonecesitarreemplazo.
menos de una fuente de alimen- ri ar. cuente, ete tipo de fuentes, cuan
tación AC o DC, externa o in- desde unos pocos microampe- do están bien diseñadas, pueden
tema, para operar correctamen- — rios hasta varios amperios. resullar más económicas, esta-
te. Enel caso de un eircuito AC les y potentes que
la fuente puede ser simplemen- Las baterías, como vimos as, Por esta razón, ex-
te un transformador reductor enel Capítulo 4, ofrecen, entre ceptuando equipos portátiles, el
conectado a la red pública de — otras ve sequibilidad, uso de baterías
corriente alterna de 115V o. conveniencia, portabilidad y — circuitos o proyectos electró-
e demandada puede
ara alimentar
20V. La mayoría de circuitos — reutilizabilidad. Sin embargo, _nicos es ocasional.
electrónicos prácticos, sin em- _ existen situaciones en las cua:
bargo, trabajan a partir de un — les su uso puede resultar prohi- Las fuentes de alimenta-
voltaje de alimentación DC. - bitivo. En estos casos, debe re- ción son invariablemente
Este último puede ser, por currirse al uso de fuentes deali- fuentes de voltaje, figura 8.2.
ejemplo, suministrado por una — mentación DC dedicadas, rea- Idealr
batería. Los voltajes requeridos — lizadas con componentes elec- Capitulo 6, una fuente de vol-
taje debe mantener siempre
entre sus terminales un volta-
je independiente de la corien-
te exigida por I es de
o» una resiste
fuentes de voltaje reales
n una resistencia in
y un limite ala corriente
ma que pueden suminis-
Por tanto, una fuente de
alimentación real se compor
ta como una fuente ideal sólo
dentro de ciertos límites.
Las fuentes de alimenta
ción son esen
vertidores de potencia. Su
función básica consiste en
convertirla principal fuente de
energía disponible, general-
mente la red pública de AC de
50 Hz 0 60 Hz, en la forma o
formas requeridas por el sis-
tema en particular que deben
alimentar. Las necesidades de
voltaje y de corriente varían
imente con-
dependiendo de cada aplica-
ción en particular. Una com-
putadora, por ejemplo, requie-
re voltajes DC relativamente
bajos para alimentar sus ci
cuitos digitales, voltajes inter-
medios para alimentar sus ci
cuitos análogos y voltajes r
lativamente altos para alimen-
tar la pantalla
Una fuente de alin
ción, en general, tiene la es
tructura mostrada en la figura
8.3. La fuente primaria de
energía, como se mencionó
anteriormente, es generalmer
te la tensión AC proporcion:
da por la compañía distribui-
dora de electricidad, pero pue
de ser de otro tipo, digamos un
alternador, como Sucede en un
automóvil.
Esta tensión se entrega
normalmente al primario de
un transformador de potencia.
que la eleva o reduce, depen
diendo del nivel de voltaje
requ Algu:
nas fuentes de alimentación
operan directamente desde la
red AC sin transformador
pero, aungl
micas, su uso es bastante li-
mitado, especialmente por
razones de seguridad.
"I:
La salida del transforma.
dor de potencia alimenta ge-
neralmente un rectificador,
encargado de convertidor el
voltaje AC de entrada en un
voltaje DC pulsante. Este vol-
taje debe ser filtrado con el fin
de convertirlo en un voltaje
DC uniforme. Los filtros uti-
ados en las fuentes de ali-
mentación son normalmente
pasivos del tipo RC, es decir
están formados por combina-
ciones de resistencias y con-
densadores.
algunos casos se utili-
zan también inductores o cho-
ques. Adicionalmente, entre el
filtro y la carga, puede existir
un elemento o circuito regu-
lador, encargado de mantener.
un voltaje constante en la car-
ga, independientemente de las
variaciones en el voltaje de
entrada o la corriente deman
dada por la carga.
Por último, la carga es el
componente o circuito que re-
cibe la potencia DC entregada
por la fuente. En este capitulo
nos referiremos exclusivamen-
te a fuentes que suministran
como salida un voltaje DC a
partir de un voltaje de entrada
AC 0 DC. Las fuentes con estas
ción son esen
vertidores de potencia. Su
función básica consiste en
convertirla principal fuente de
energía disponible, general-
mente la red pública de AC de
50 Hz 0 60 Hz, en la forma o
formas requeridas por el sis-
tema en particular que deben
alimentar. Las necesidades de
voltaje y de corriente varían
imente con-
dependiendo de cada aplica-
ción en particular. Una com-
putadora, por ejemplo, requie-
re voltajes DC relativamente
bajos para alimentar sus ci
cuitos digitales, voltajes inter-
medios para alimentar sus ci
cuitos análogos y voltajes r
lativamente altos para alimen-
tar la pantalla
Una fuente de alin
ción, en general, tiene la es
tructura mostrada en la figura
8.3. La fuente primaria de
energía, como se mencionó
anteriormente, es generalmer
te la tensión AC proporcion:
da por la compañía distribui-
dora de electricidad, pero pue
de ser de otro tipo, digamos un
alternador, como Sucede en un
automóvil.
Esta tensión se entrega
normalmente al primario de
un transformador de potencia.
que la eleva o reduce, depen
diendo del nivel de voltaje
requ Algu:
nas fuentes de alimentación
operan directamente desde la
red AC sin transformador
pero, aungl
micas, su uso es bastante li-
mitado, especialmente por
razones de seguridad.
"I:
La salida del transforma.
dor de potencia alimenta ge-
neralmente un rectificador,
encargado de convertidor el
voltaje AC de entrada en un
voltaje DC pulsante. Este vol-
taje debe ser filtrado con el fin
de convertirlo en un voltaje
DC uniforme. Los filtros uti-
ados en las fuentes de ali-
mentación son normalmente
pasivos del tipo RC, es decir
están formados por combina-
ciones de resistencias y con-
densadores.
algunos casos se utili-
zan también inductores o cho-
ques. Adicionalmente, entre el
filtro y la carga, puede existir
un elemento o circuito regu-
lador, encargado de mantener.
un voltaje constante en la car-
ga, independientemente de las
variaciones en el voltaje de
entrada o la corriente deman
dada por la carga.
Por último, la carga es el
componente o circuito que re-
cibe la potencia DC entregada
por la fuente. En este capitulo
nos referiremos exclusivamen-
te a fuentes que suministran
como salida un voltaje DC a
partir de un voltaje de entrada
AC 0 DC. Las fuentes con estas
características sedenominanal- 8.2 Rectificadores cuenta cuando se selecciona un
gunas veces convertidores de Los rectificadores son circui- — diodo rectficador Por ejemplo,
potencia DC y pueden ser re- 105 que convierten corriente si para una aplicación determi-
guladasono reguladas, depen- alterna (AC) cn corriente di- nada la máxima coniente dire:
diendo, respectivamente, de si recta (DC) pulsante. Este pro- ta y el máximo voltaje inverso
el voltaje DC de salida perma- — ceso se denomina rectifica- _asociadosconel diodoson 1.64.
nece o no constante con las va- — ción y es una de las aplicacio- — y ISOV, respectivamente, puede
riaciones en el voltaje de entra- simples e importan- — utilizarse el rectificador ECG
da o en la corriente de carga. — tes de los diodos, particular- 5839, el cual tiene una lo de 3A
mente de los diodos rectifica- — y un VBRM de 400V. Esta re
Inicialmente nos referire- — dores. La Tabla 8.1 proporcio- — rencia universal reemplaza, en-
mos alas fu na algunas referencias y espe- treotras,lasreferencias estánda-
reguladas, haciendo especial cificaciones importantes de — res(1N) 133,334,335, 341,343,
énfasis en los rectificadores y _ diodos rectificadores para 34, 552, 553, 611, 612, 1117,
los multiplicadores de voltaje. aplicaciones de baja, mediana 1125, 1126, 2131, ete
Posteriormente, exami alta potencia fabricados por
¡guraciones de Philips y que forman parte de
circuitos reguladores lineales su popular serie de reempla-
«con diodos, transistores y cir- — zos universales El
exceder las espec
euitos integrados. componente o pares origi
Los mismos están clasifi- males que reemplazan. Por esta
Finalizaremos nuestro es- — cados de acuerdo a la méxima razón, una sola referencia BCG
tudio de las fuentes de alimen- — corriente rectificada promedio puede sustituir un gran némer
tación con una breve introduc- que pueden manejar euando derelerencias eständeres ame!
ción a las fuentes de corriente — están polarizados directamen- —— cavas, europeas japonesas As
y a las referencias de tensión. te (lo) y el máximo voltaje de elusuano necesita sólo tenes un
CRE cy 14 CS 1.3 EJ puede obtener en cualquier
Sov | Ecaseo0 | ecoseso | Ecasseo | Eocen2o tienda o almacén de compo-
jm | [co wane [em | Sit au tn
gunas veces convertidores de Los rectificadores son circui- — diodo rectficador Por ejemplo,
potencia DC y pueden ser re- 105 que convierten corriente si para una aplicación determi-
guladasono reguladas, depen- alterna (AC) cn corriente di- nada la máxima coniente dire:
diendo, respectivamente, de si recta (DC) pulsante. Este pro- ta y el máximo voltaje inverso
el voltaje DC de salida perma- — ceso se denomina rectifica- _asociadosconel diodoson 1.64.
nece o no constante con las va- — ción y es una de las aplicacio- — y ISOV, respectivamente, puede
riaciones en el voltaje de entra- simples e importan- — utilizarse el rectificador ECG
da o en la corriente de carga. — tes de los diodos, particular- 5839, el cual tiene una lo de 3A
mente de los diodos rectifica- — y un VBRM de 400V. Esta re
Inicialmente nos referire- — dores. La Tabla 8.1 proporcio- — rencia universal reemplaza, en-
mos alas fu na algunas referencias y espe- treotras,lasreferencias estánda-
reguladas, haciendo especial cificaciones importantes de — res(1N) 133,334,335, 341,343,
énfasis en los rectificadores y _ diodos rectificadores para 34, 552, 553, 611, 612, 1117,
los multiplicadores de voltaje. aplicaciones de baja, mediana 1125, 1126, 2131, ete
Posteriormente, exami alta potencia fabricados por
¡guraciones de Philips y que forman parte de
circuitos reguladores lineales su popular serie de reempla-
«con diodos, transistores y cir- — zos universales El
exceder las espec
euitos integrados. componente o pares origi
Los mismos están clasifi- males que reemplazan. Por esta
Finalizaremos nuestro es- — cados de acuerdo a la méxima razón, una sola referencia BCG
tudio de las fuentes de alimen- — corriente rectificada promedio puede sustituir un gran némer
tación con una breve introduc- que pueden manejar euando derelerencias eständeres ame!
ción a las fuentes de corriente — están polarizados directamen- —— cavas, europeas japonesas As
y a las referencias de tensión. te (lo) y el máximo voltaje de elusuano necesita sólo tenes un
CRE cy 14 CS 1.3 EJ puede obtener en cualquier
Sov | Ecaseo0 | ecoseso | Ecasseo | Eocen2o tienda o almacén de compo-
jm | [co wane [em | Sit au tn
pleta, dependiendo de si uti-
lizan un ciclo o ambos ciclos
del voltaje AC de entrada.
¡cualquiera de estos ca-
sos, el voltaje DC obtenido es
de una sola polaridad, pero
presenta una serie de varia-
ciones periódicas con respec-
to a un valor promedio que lo
tamente circuitos
electrónicos. Estas variacio-
nes constituyen lo que se de-
nomina un voltaje de ripple
orizado y deben ser elimi
das o enmascaradas median-
te un filtro para obtener un
voltaje DC uniforme. : media onda. (a)Cicuto básico (b) Formas
E El funcionamiento del cir- su valor real puede ser ligera
El tipo más simple de con- cuito puede ser comprendido mente diferente, dependiendo
vertidor de ACaDCeselcir- fácilmente examinando los de latecnología de fabricación
cuito mostrado en la figura circuitos equivalentes de las — y la corriente de la carga.
8.4a), denominado re figuras 8.4(c) y ().
cador de media onda por- ro permite evaluar las condi- De acuerdo al circuito
que sólo utiliza una mitad — ciones de corriente y voltaje equivalente de la figura
(los semiciclos positivos, en del circuito durante los semi- — 8.4(c), durante los semiciclos
este caso) del voltaje de en- ciclos positivos del voltaje de — positivos del voltaje de entra
tada. La fuente AC es nor- entrada y el segundo las mis- da, el diodo DI queda polari
malmente el secundario de mas condiciones durante los zado directamente. Por tanto,
un transformador conectado semiciclos negativos, conduce, permitiendo la circu-
a la red pública de AC. En lación de corriente a través de
algunos casos, puede ser di En ambos casos se utiliza la carga. Como resultado, el
rectamente el voltaje de Ii- el modelo idealizado de un voltaje de salida (Vo) es igual
nea. Las formas de onda del diodo rectificador de la figu- al voltaje de entrada (Vi) me-
voltaje en los principales ra 6.14b (ver página 155), es nos la caída directa en el dio
puntos de interés del circui- — deciruna fuerza contracloctro- do (Vr). Esto es:
to se muestran en la figura motriz igual al VF del diodo
8.4(b). Estas mismas sehales cuando está polarizado direc- Vo = Vi- Vr = Vi- 0.7V
pueden ser observadas en un — tamente y un circuito abierto
osciloscopio. VA es el volta- cuando lo está inversamente Puesto que la corriente de
je de entrada (Vi) y VB el Porahora, asumiremos que VE carga (IL) circula a través del
es del orden de 0.7V, aunque diodo, este ultimo debe elegi
lizan un ciclo o ambos ciclos
del voltaje AC de entrada.
¡cualquiera de estos ca-
sos, el voltaje DC obtenido es
de una sola polaridad, pero
presenta una serie de varia-
ciones periódicas con respec-
to a un valor promedio que lo
tamente circuitos
electrónicos. Estas variacio-
nes constituyen lo que se de-
nomina un voltaje de ripple
orizado y deben ser elimi
das o enmascaradas median-
te un filtro para obtener un
voltaje DC uniforme. : media onda. (a)Cicuto básico (b) Formas
E El funcionamiento del cir- su valor real puede ser ligera
El tipo más simple de con- cuito puede ser comprendido mente diferente, dependiendo
vertidor de ACaDCeselcir- fácilmente examinando los de latecnología de fabricación
cuito mostrado en la figura circuitos equivalentes de las — y la corriente de la carga.
8.4a), denominado re figuras 8.4(c) y ().
cador de media onda por- ro permite evaluar las condi- De acuerdo al circuito
que sólo utiliza una mitad — ciones de corriente y voltaje equivalente de la figura
(los semiciclos positivos, en del circuito durante los semi- — 8.4(c), durante los semiciclos
este caso) del voltaje de en- ciclos positivos del voltaje de — positivos del voltaje de entra
tada. La fuente AC es nor- entrada y el segundo las mis- da, el diodo DI queda polari
malmente el secundario de mas condiciones durante los zado directamente. Por tanto,
un transformador conectado semiciclos negativos, conduce, permitiendo la circu-
a la red pública de AC. En lación de corriente a través de
algunos casos, puede ser di En ambos casos se utiliza la carga. Como resultado, el
rectamente el voltaje de Ii- el modelo idealizado de un voltaje de salida (Vo) es igual
nea. Las formas de onda del diodo rectificador de la figu- al voltaje de entrada (Vi) me-
voltaje en los principales ra 6.14b (ver página 155), es nos la caída directa en el dio
puntos de interés del circui- — deciruna fuerza contracloctro- do (Vr). Esto es:
to se muestran en la figura motriz igual al VF del diodo
8.4(b). Estas mismas sehales cuando está polarizado direc- Vo = Vi- Vr = Vi- 0.7V
pueden ser observadas en un — tamente y un circuito abierto
osciloscopio. VA es el volta- cuando lo está inversamente Puesto que la corriente de
je de entrada (Vi) y VB el Porahora, asumiremos que VE carga (IL) circula a través del
es del orden de 0.7V, aunque diodo, este ultimo debe elegi
se de modo que tenga una ca- ga (I1=0). Por tanto, el voltaje tante, sino que cambia perió
pacidad de manejo de corrien- de salida (Vo)esigual a0, pues- dicamente en la forma de pul
te (Irs) superioral valormdxi- toque noexisteningtinelemen- sos sinusoidales a la misma
mo de It. Por ejemplo, si el to almacenador de energía. frecuencia del voltaje de en
valor pico de Vi es 20V y RL. Note que, bajo esta condición, trada. Asumiendo que el va-
es igual a 1092, el valor pico el voltaje en los terminales del lor pico (Vp) de este último
de Vo sería 20V-0.7V, es de- diodo es igual al voltaje de
cir 19.3V. Por tanto, la co- trada,estoes VaB=\ 1n- con la caída directa (VF) del
rriente máxima que circularia to, DI debe clegirse de modo — diodo, la amplitud o valor
a través de DI seria 19.3V/ máximo de Vo es igual a Vp
100, es decir 1.93A, pudién y su valor medio o DC esta
dose utilizar un diodo rectifi- — lor máximo de Vi (20V), en dado por la fórmula
es muy grande comparado
dor con una capacidad de este caso).
fone) Rom vode =YP-= ostevp
cequivalentedelafigura8.4(d), dia onda anterior, la carga RL. entonces Vde=6.36V. Este úl
durante los semicielos m recibe un voltaje DC pulsa
timo sería el valor de voltaje
vos del voltaje de ent te, es decir un voltaje cuya — registrado por un voltímetro
diodo DI queda polarizado in- — polaridad es siempre la mis- DC conectado a la salida del
versamente, Portanto, no con- ma (positivo con respecto a rectificador. Los voltajes DC
duce y no permite la circula- tierra), pero cuya magnitud o pulsantes como el anterior
ción de corriente hacia la car- valor instantáneo no es cons- pueden servir para alimentar
motores u otros tipos de car
DC poco exi
o eae
à el
À que sean previamente fla
dos y convenidos en voltajes
o 4 DC uniformes. El proceso de
entes, pero
filtrado de la tensión de sali
da de rectificadores de
examinado en detalle más
adelante,
8.2.2 Rectificadores
de onda completa
Una forma más eficiente de
convertir AC en DC es utili
zando un circuito rectficador
Figura 4. Recilcador de onda completa po puente. de onda completa como el de
rante los comics postivs. (e) Chess eguvalent durante la flgura ESÍA), denominado
Io sanicicbe again un puente rectificador por
pacidad de manejo de corrien- de salida (Vo)esigual a0, pues- dicamente en la forma de pul
te (Irs) superioral valormdxi- toque noexisteningtinelemen- sos sinusoidales a la misma
mo de It. Por ejemplo, si el to almacenador de energía. frecuencia del voltaje de en
valor pico de Vi es 20V y RL. Note que, bajo esta condición, trada. Asumiendo que el va-
es igual a 1092, el valor pico el voltaje en los terminales del lor pico (Vp) de este último
de Vo sería 20V-0.7V, es de- diodo es igual al voltaje de
cir 19.3V. Por tanto, la co- trada,estoes VaB=\ 1n- con la caída directa (VF) del
rriente máxima que circularia to, DI debe clegirse de modo — diodo, la amplitud o valor
a través de DI seria 19.3V/ máximo de Vo es igual a Vp
100, es decir 1.93A, pudién y su valor medio o DC esta
dose utilizar un diodo rectifi- — lor máximo de Vi (20V), en dado por la fórmula
es muy grande comparado
dor con una capacidad de este caso).
fone) Rom vode =YP-= ostevp
cequivalentedelafigura8.4(d), dia onda anterior, la carga RL. entonces Vde=6.36V. Este úl
durante los semicielos m recibe un voltaje DC pulsa
timo sería el valor de voltaje
vos del voltaje de ent te, es decir un voltaje cuya — registrado por un voltímetro
diodo DI queda polarizado in- — polaridad es siempre la mis- DC conectado a la salida del
versamente, Portanto, no con- ma (positivo con respecto a rectificador. Los voltajes DC
duce y no permite la circula- tierra), pero cuya magnitud o pulsantes como el anterior
ción de corriente hacia la car- valor instantáneo no es cons- pueden servir para alimentar
motores u otros tipos de car
DC poco exi
o eae
à el
À que sean previamente fla
dos y convenidos en voltajes
o 4 DC uniformes. El proceso de
entes, pero
filtrado de la tensión de sali
da de rectificadores de
examinado en detalle más
adelante,
8.2.2 Rectificadores
de onda completa
Una forma más eficiente de
convertir AC en DC es utili
zando un circuito rectficador
Figura 4. Recilcador de onda completa po puente. de onda completa como el de
rante los comics postivs. (e) Chess eguvalent durante la flgura ESÍA), denominado
Io sanicicbe again un puente rectificador por
Ejercicio 8.1 Determine (a) el valor máximo y (b) el valor medio del
voltaje de salida obrenido cn un rectificador de media onda como el de la
figura 8.4(a) si se aplica un voltaje AC de entrada de 12 Vems, Asuma
una caída de 07V en el diodo
Respuesta. (a) 163 V (541 V
Soluciön. EI alor méximo 0 pico del voltaje de entrada (Vip) es simple.
mente
1697 V=17V
Por tanto, el valor máximo (Vop) y el valor medio (Vode) del volaje de
valida son, respectivamente,
(a) Vop = Vip V
TV-DIV=163V.
(o) Ve = 0318Vp = 0318 x 17-541 Y
que emplea cuatro diodos (DI- al voltaje de entrada (Vi)
D4) para rectificar tanto los nos la suma de las caídas di
semiciclos positives como ne- rectas en los diodos que con-
gativos del voltaje de entrada... ducen (1.4V). Es
Las formas de onda del volta
ales puntos de Vo = Vi- 2Vr =Vi-1.4V
je en los prine
interés del circuito (A, B, C)
se muestran en la fígura — Nuevamente, la forma de
8.5(b). Su funcionamiento onda de la salida Vo es un vol-
puede comprenderse fácil- taje DC pulsante de polaridad
mente examinando los cireui- constante y cuya magnitud
tos equivalentes de las figuras cambia periódicamente con el
8.5(0) y 85(d), tiempo, en este caso a una fre
cuencia igual al doble de la
Durante los semiciclos
>
positivos del voltaje de >
da (Vi) quedan polarizados
directamente los diodos D1 y
D2e inversamente los diodos
D3 y D4. Durante los semici-
clos negativos, por su parte,
quedan polarizados los diodos
DB y D4 e inversamente los
ma. En cualquier instante, el
voltaje de sali
Frecuencia del voltaje de en-
trada, Asumiendo que el va-
lor pico (Vp) de este último
es muy grande comparado
con la caída directa (VF) de
en cada diodo, la amplitud o
valor máximo de Vo es igual
Vp y su valor medio o DC
esta dado por la fórmula
Vode =2%P = 0.636Vp
Por ejemplo, si el valor
pico del voltaje de entrada
es 30V, el valor pico del vol
taje de salida es 28.6 V, y su
valor medio a
19.1 V.
valor de voltaje medido so-
tro DC. El valor pico puede
ser medido con un oscilos
copio. De cualquier forma,
el voltaje DC de salida, por
ser pulsante, no es todavía
adecuado para alimentar cir
cuitos electrónicos y, por
tanto, tiene que ser previa.
mente filtrado para aumen-
tar el valor medio hasta el
nivel del valor pico.
diodos DI y D2. De todas fo: > SS y
mas, la polaridad del voltaje
de salida es siempre la mis-
(Vo) es igual Figura 8.5 Presentaciones comunes de puentes recticadores
voltaje de salida obrenido cn un rectificador de media onda como el de la
figura 8.4(a) si se aplica un voltaje AC de entrada de 12 Vems, Asuma
una caída de 07V en el diodo
Respuesta. (a) 163 V (541 V
Soluciön. EI alor méximo 0 pico del voltaje de entrada (Vip) es simple.
mente
1697 V=17V
Por tanto, el valor máximo (Vop) y el valor medio (Vode) del volaje de
valida son, respectivamente,
(a) Vop = Vip V
TV-DIV=163V.
(o) Ve = 0318Vp = 0318 x 17-541 Y
que emplea cuatro diodos (DI- al voltaje de entrada (Vi)
D4) para rectificar tanto los nos la suma de las caídas di
semiciclos positives como ne- rectas en los diodos que con-
gativos del voltaje de entrada... ducen (1.4V). Es
Las formas de onda del volta
ales puntos de Vo = Vi- 2Vr =Vi-1.4V
je en los prine
interés del circuito (A, B, C)
se muestran en la fígura — Nuevamente, la forma de
8.5(b). Su funcionamiento onda de la salida Vo es un vol-
puede comprenderse fácil- taje DC pulsante de polaridad
mente examinando los cireui- constante y cuya magnitud
tos equivalentes de las figuras cambia periódicamente con el
8.5(0) y 85(d), tiempo, en este caso a una fre
cuencia igual al doble de la
Durante los semiciclos
>
positivos del voltaje de >
da (Vi) quedan polarizados
directamente los diodos D1 y
D2e inversamente los diodos
D3 y D4. Durante los semici-
clos negativos, por su parte,
quedan polarizados los diodos
DB y D4 e inversamente los
ma. En cualquier instante, el
voltaje de sali
Frecuencia del voltaje de en-
trada, Asumiendo que el va-
lor pico (Vp) de este último
es muy grande comparado
con la caída directa (VF) de
en cada diodo, la amplitud o
valor máximo de Vo es igual
Vp y su valor medio o DC
esta dado por la fórmula
Vode =2%P = 0.636Vp
Por ejemplo, si el valor
pico del voltaje de entrada
es 30V, el valor pico del vol
taje de salida es 28.6 V, y su
valor medio a
19.1 V.
valor de voltaje medido so-
tro DC. El valor pico puede
ser medido con un oscilos
copio. De cualquier forma,
el voltaje DC de salida, por
ser pulsante, no es todavía
adecuado para alimentar cir
cuitos electrónicos y, por
tanto, tiene que ser previa.
mente filtrado para aumen-
tar el valor medio hasta el
nivel del valor pico.
diodos DI y D2. De todas fo: > SS y
mas, la polaridad del voltaje
de salida es siempre la mis-
(Vo) es igual Figura 8.5 Presentaciones comunes de puentes recticadores
Los puentes rectificadores
de onda completa son amplia
mente utilizados en la prácti
ca. Pueden ser realizado cor
diodos individuales o utilizan
do circuitos integrados mono
líticos SSI especialmente dise
ñados para esta función, los.
cuales incorporan los euat
in circuito puente,
con sus respectivas conexio
nes, en una misma cápsula. En
igura 8.6 se muestran
entaciones usuales
de estos dispositivos. La Ta-
bla 8.2 relaciona las referen:
cias y especificaciones de al
gunos puentes rectificadores
monolíticos comunes.
Otra forma común de
proporcionar rectificación de
onda completa es utilizan
ificador con deriva:
ción central de la figura 8.7,
el cual utiliza como fuente de
sehal un transformador de
doble secundario. La deriva.
ción central actúa como tie-
rra o terminal de referencia
Los puntos indican arrolla:
mientos en fase. Así, duran-
te los semiciclos positivos
del voltaje primario todos los
Retereneia_J1o1a) | ven
we EST
ecosmenr [an | annscou
mDASTOATAS| ea | s0200v
PME
Figura 8.7 Rectficador de onda completa con derivación central
terminales marcados con un
punto son positivos. Por tan:
to, sólo conduce DI
Asimismo, durante los se
vos. Por tanto, sólo conduce
D2. Así, el voltaje en el punto
arida
B siempre es de
opuesta al voltaje en el punto
C. Sin embargo, el voltaje en
el punto
es positivo,
salida (A) siempre
Comparado con el recti
ficador de onda completa
tipo puente, el circuito de la
ra 8.7 es aparentemen-
te más sin
uple porque sólo
utiliza dos diodos. Sin em:
bai
desde el punto de vista de
diseño del transformador
no es muy eficiente
cundario sólo se utiliza du
Por tanto, para obtener un
nismo voltaje de salida, se
necesita un voltaje secunda-
rio total igual al doble del
voltaje requerido por un rec
ifiendor de puente equiva
lente. Como resultado, se re
quiere un transformador más.
voluminoso, costoso y pesa-
do. Por esta razón, este tipo
de rectificador es muy rara.
mente utilizado
Una variante más eficien
e del circuito anterior es el
rectificador dual o de doble
polaridad mostrado en la
gura 8.8. El circuito propor
ciona dos voltajes de salida,
+Vo y -Vo, de la mis
nitud, pero de polaridad
de onda completa son amplia
mente utilizados en la prácti
ca. Pueden ser realizado cor
diodos individuales o utilizan
do circuitos integrados mono
líticos SSI especialmente dise
ñados para esta función, los.
cuales incorporan los euat
in circuito puente,
con sus respectivas conexio
nes, en una misma cápsula. En
igura 8.6 se muestran
entaciones usuales
de estos dispositivos. La Ta-
bla 8.2 relaciona las referen:
cias y especificaciones de al
gunos puentes rectificadores
monolíticos comunes.
Otra forma común de
proporcionar rectificación de
onda completa es utilizan
ificador con deriva:
ción central de la figura 8.7,
el cual utiliza como fuente de
sehal un transformador de
doble secundario. La deriva.
ción central actúa como tie-
rra o terminal de referencia
Los puntos indican arrolla:
mientos en fase. Así, duran-
te los semiciclos positivos
del voltaje primario todos los
Retereneia_J1o1a) | ven
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ecosmenr [an | annscou
mDASTOATAS| ea | s0200v
PME
Figura 8.7 Rectficador de onda completa con derivación central
terminales marcados con un
punto son positivos. Por tan:
to, sólo conduce DI
Asimismo, durante los se
vos. Por tanto, sólo conduce
D2. Así, el voltaje en el punto
arida
B siempre es de
opuesta al voltaje en el punto
C. Sin embargo, el voltaje en
el punto
es positivo,
salida (A) siempre
Comparado con el recti
ficador de onda completa
tipo puente, el circuito de la
ra 8.7 es aparentemen-
te más sin
uple porque sólo
utiliza dos diodos. Sin em:
bai
desde el punto de vista de
diseño del transformador
no es muy eficiente
cundario sólo se utiliza du
Por tanto, para obtener un
nismo voltaje de salida, se
necesita un voltaje secunda-
rio total igual al doble del
voltaje requerido por un rec
ifiendor de puente equiva
lente. Como resultado, se re
quiere un transformador más.
voluminoso, costoso y pesa-
do. Por esta razón, este tipo
de rectificador es muy rara.
mente utilizado
Una variante más eficien
e del circuito anterior es el
rectificador dual o de doble
polaridad mostrado en la
gura 8.8. El circuito propor
ciona dos voltajes de salida,
+Vo y -Vo, de la mis
nitud, pero de polaridad
2 izado que tienen qu a
sde DC graine Bos
q 4 KA i va a iendo entre el
© à : Sen
o o © - igs
pret
esta. Este tipo de alimen- 8.2.3 Rectificadores muy alta capacitancia. Es
tac uy común en a con filtro m a esencialm
os durante tod p ormente descritos no endensadocal va
a a E
ae :
4
o y \
# #
een
> À
sde DC graine Bos
q 4 KA i va a iendo entre el
© à : Sen
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esta. Este tipo de alimen- 8.2.3 Rectificadores muy alta capacitancia. Es
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os durante tod p ormente descritos no endensadocal va
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een
> À
queño rizado originado por
la carga y descarga del con-
densador.
Asumiendo que la co-
rriente de carga permanece
constante, el valor pico a
pico del voltaje de rizado
para un rectificador de me-
dia onda o de onda completa
se puede evaluar en forma
aproximada mediante la si-
guiente fórmula:
vr
A
Fre
siendo IL la corriente de
carga (A), fr la frecuencia de
la tensión de rizado (Hz) y C
lo hace, es decir cuando el la resistencia de carga. Así, Ia capacitancia del filtro (F).
voltaje de entrada es menor el condensador perderá sélo El valor de la frecuencia de
que el voltaje sobre el con- una pequeña parte de su car- — rizadoesigual ala frecuencia
densador, figura 8.10. El va- ga durante el tiempo en que de la fuente AC para un reeti
lor de CI se escoge de modo el diodo o el puente perma- ficador de media onda y al
que la constante de tiempo — nezcan cortados. Cuando la doble de la misma para un rec-
RLCI sea mucho mayor que — tensión AC de entrada alcan- tificader de onda completa.
el período de la señal de ri- za nuevamente el valor pico, Por tanto, si el rectificador se
el tro de
Figura 8.10 Ace ida de un rect
zado. Esto es el rectificador conduce y re- alimenta a través de un trans-
1 carga otra vez el condensa- — formador desde la red pública
Vo or dor a este valor. Como resul- de G0Hz, fr sera
tado, la tensión en la carga tivament
siendo Fr la frecuencia es prácticamente una tensién onda) y a 120Hz (onda com
del rizado y RL el valor de DC ideal, excepto por el pe- _pleta). Los valores correspon:
dientes para una frecuencia de
línea de SOHz son, en su or
den, SOHz y 100Hz.
En general, los voltajes
rectificados en media onda son
más complicados de filtrar que
los dificiles en onda completa.
porque permanecen en cero.
durante mayor tiempo, es de-
cir tienen un tiempo de descar-
>=) ga más largo.
la carga y descarga del con-
densador.
Asumiendo que la co-
rriente de carga permanece
constante, el valor pico a
pico del voltaje de rizado
para un rectificador de me-
dia onda o de onda completa
se puede evaluar en forma
aproximada mediante la si-
guiente fórmula:
vr
A
Fre
siendo IL la corriente de
carga (A), fr la frecuencia de
la tensión de rizado (Hz) y C
lo hace, es decir cuando el la resistencia de carga. Así, Ia capacitancia del filtro (F).
voltaje de entrada es menor el condensador perderá sélo El valor de la frecuencia de
que el voltaje sobre el con- una pequeña parte de su car- — rizadoesigual ala frecuencia
densador, figura 8.10. El va- ga durante el tiempo en que de la fuente AC para un reeti
lor de CI se escoge de modo el diodo o el puente perma- ficador de media onda y al
que la constante de tiempo — nezcan cortados. Cuando la doble de la misma para un rec-
RLCI sea mucho mayor que — tensión AC de entrada alcan- tificader de onda completa.
el período de la señal de ri- za nuevamente el valor pico, Por tanto, si el rectificador se
el tro de
Figura 8.10 Ace ida de un rect
zado. Esto es el rectificador conduce y re- alimenta a través de un trans-
1 carga otra vez el condensa- — formador desde la red pública
Vo or dor a este valor. Como resul- de G0Hz, fr sera
tado, la tensión en la carga tivament
siendo Fr la frecuencia es prácticamente una tensién onda) y a 120Hz (onda com
del rizado y RL el valor de DC ideal, excepto por el pe- _pleta). Los valores correspon:
dientes para una frecuencia de
línea de SOHz son, en su or
den, SOHz y 100Hz.
En general, los voltajes
rectificados en media onda son
más complicados de filtrar que
los dificiles en onda completa.
porque permanecen en cero.
durante mayor tiempo, es de-
cir tienen un tiempo de descar-
>=) ga más largo.
En estos casos, debe utili:
zarse un diseño de filtro más
elaborado, como el mostrado
en la figura 8.11, constituido
por RI, Cly C2. Estocircuito
se denomina un filtro pi (por
su parecido con la letra griega:
1.0 phi) y se utiliza principal-
mente en aplicaciones de baja
corriente. En algunos casos, la
resistencia RI es sustituída por
una bobina de choque con el
fin de mejorar el filtrado.
Los multiplicadores de volta
je, como su nombre lo indica,
soncircuitos formados por dos.
‘6 más rectficadores cuya ten-
sión DC de salida es un mülti-
plo entero del valor pico de la
tensión AC de entrada, Este
tipo de fuentes se utilizan prin
cipalmente para alimentar dis-
positivos y circuitos que exigen
altos voltajes y bajas corrien-
tes, por ejemplo los tubos de
rayos catódicos utilizados
‘como pantallas en televisores,
‘osciloscopios, computadoras y
‘otros equipos. Dependiendo de
la relación entre los voltajes de
entrada y de salida, existen do-
bladores, triplicadores, et.
Enla figura 8.12 se mues:
tra como ejemplo el circuito de
un doblador de tensión de onda
completa, incluyendo las for-
mas de onda delos voltajes ob-
tenidos en los puntos de interés
y los circuitos equivalentes co-
rrespondientes paracomprender
mejor su funcionamiento.
Por comodidad,
se asume que los dio-
dos son ideales. Los
condensadores Cl y
C2 se cargan, respec
tivamente, durante los
semiciclos positivos y
negativos al valor pico.
(Vp) de la tensión AC
de entrada con las po-
laridades indicadas.
Como resultado, la
tensión de salida (Vo)
es aproximadamente
igual a 2Vp. Note que
los terminales de refe-
rencia de los voltajes
de entrada (C) y de
salida (8) son difere
tes; es decir no existe
una tierra común. Por
tanto, si se toma como,
tierra el extremo B, la
fuente queda flotante,
sto puede ser una
desventaja en algunas,
aplicaciones.
Una forma de so-
lucionar el inconve-
niente anterior es ut
lizando un doblador
de tensión de media
‘onda como el mostra-
do en la figura 8.13,
En este caso, la fuen-
te AC y la carga com-
parten la misma refe-
rencia. Durante loss
miciclos negativos,
DI conduce y Cl se
carga al valor pico de entrada sión presente en el punto de
(Vp). Durante los semiciclos _ salida (C). Esta última es igual
negativos, D2 conduce yC2se 2 2Vp porque, de acuerdo a la
carga al valor pico de la ten- segunda Ley de Kirchoff, VC
zarse un diseño de filtro más
elaborado, como el mostrado
en la figura 8.11, constituido
por RI, Cly C2. Estocircuito
se denomina un filtro pi (por
su parecido con la letra griega:
1.0 phi) y se utiliza principal-
mente en aplicaciones de baja
corriente. En algunos casos, la
resistencia RI es sustituída por
una bobina de choque con el
fin de mejorar el filtrado.
Los multiplicadores de volta
je, como su nombre lo indica,
soncircuitos formados por dos.
‘6 más rectficadores cuya ten-
sión DC de salida es un mülti-
plo entero del valor pico de la
tensión AC de entrada, Este
tipo de fuentes se utilizan prin
cipalmente para alimentar dis-
positivos y circuitos que exigen
altos voltajes y bajas corrien-
tes, por ejemplo los tubos de
rayos catódicos utilizados
‘como pantallas en televisores,
‘osciloscopios, computadoras y
‘otros equipos. Dependiendo de
la relación entre los voltajes de
entrada y de salida, existen do-
bladores, triplicadores, et.
Enla figura 8.12 se mues:
tra como ejemplo el circuito de
un doblador de tensión de onda
completa, incluyendo las for-
mas de onda delos voltajes ob-
tenidos en los puntos de interés
y los circuitos equivalentes co-
rrespondientes paracomprender
mejor su funcionamiento.
Por comodidad,
se asume que los dio-
dos son ideales. Los
condensadores Cl y
C2 se cargan, respec
tivamente, durante los
semiciclos positivos y
negativos al valor pico.
(Vp) de la tensión AC
de entrada con las po-
laridades indicadas.
Como resultado, la
tensión de salida (Vo)
es aproximadamente
igual a 2Vp. Note que
los terminales de refe-
rencia de los voltajes
de entrada (C) y de
salida (8) son difere
tes; es decir no existe
una tierra común. Por
tanto, si se toma como,
tierra el extremo B, la
fuente queda flotante,
sto puede ser una
desventaja en algunas,
aplicaciones.
Una forma de so-
lucionar el inconve-
niente anterior es ut
lizando un doblador
de tensión de media
‘onda como el mostra-
do en la figura 8.13,
En este caso, la fuen-
te AC y la carga com-
parten la misma refe-
rencia. Durante loss
miciclos negativos,
DI conduce y Cl se
carga al valor pico de entrada sión presente en el punto de
(Vp). Durante los semiciclos _ salida (C). Esta última es igual
negativos, D2 conduce yC2se 2 2Vp porque, de acuerdo a la
carga al valor pico de la ten- segunda Ley de Kirchoff, VC
= Vaa + Va, siendo Via
el voltaje almacenado por CL
(Vp) y Va el voltaje de entra-
da. Puesto que el valor pico
de este último es VP, el valor
pico de Ve es Vp + Vp, es
decir 2Vp.
Otras configuraciones de
circuitos multiplicadores de
voltaje que no requieren fuen-
te flotante son el triplicador y
el cuadruplicador mostrados
figuras 8.14 y 8.15 c
sus respectivos circuitos equi-
valentes. En ambos casos se
asumen diodos ideales y un
valor muy alto de la resisten-
cia de carga (RL). Vp es el va-
lor pico del voltaje de entrada
(Vi). En el caso del triplicador
de la figura 8.14, DI y D3
“conducen durante los semici
clos positivos y D2 durante los
Figura 8.18 Dob sin fuente flotan semiciclos negatives. Como
Jercicio 8.2 Uilizando la configuración dela figura 8.95 con RIOO, diseñe un ercutorecficador de onda
‘completa que suminite 10Vd con menos de 0:1Vpp de ripple a una carga que consume 10mA. Asuma un
frecuencia de linea de 60 zy una caída directa de 0.65 Ven cada diodo, Determine: (a) El voltaje ac de entrada
requerido. (b) El valor comercial más próximo del condensador de filtro requerido.
espuesta. (a) 11:35 Vp 0 8.02 Vrms. (b) 1000 uF @ 16V
olución. (a) La tensiôn de rizado, que tene un valor pico pico de 0.1V, hace varir la tensión de salida 00S
or encima y por debajo de su valor nominal (10V). Como resultado, el maximo valor de eta times 10.05 V.
En cada semicilo caen 0.65V sobre cada uno de los diodos activos, es decir 1.3 V en total. Por tanto, os valores
pico y ms del voltaje AC de entrada que designamemos como Vip y Virms, respectivamente, deben ser
Vip=Vo + V/2+2xVF = 10V +005V +13V = 1135 Y
07 x 1135V =802 Y
(6) El valor del condensador se puede deducir a parir dela ecuación Vr = ILAC, siendo Vez0.1V=100mV,
IL=10mA y fr=120Hz (el doble dela tensión de línea por tratase de un ectficador de doble onda). Por tanto;
Ceilirx Ve
[OmA/(120Hz x 100mV) = 833 x 10-6 F = 833 F
Los valores comerciales más proximos son 8204 y 1000 pi. La capacidad de voltaje debe ser superior a 10V.
Por tanto, puede utilizarse un condensador de 10004F @ 16V para mantener el valor pico a pico del voltaje de
ripple por debajo de 0.1 Vpp-
el voltaje almacenado por CL
(Vp) y Va el voltaje de entra-
da. Puesto que el valor pico
de este último es VP, el valor
pico de Ve es Vp + Vp, es
decir 2Vp.
Otras configuraciones de
circuitos multiplicadores de
voltaje que no requieren fuen-
te flotante son el triplicador y
el cuadruplicador mostrados
figuras 8.14 y 8.15 c
sus respectivos circuitos equi-
valentes. En ambos casos se
asumen diodos ideales y un
valor muy alto de la resisten-
cia de carga (RL). Vp es el va-
lor pico del voltaje de entrada
(Vi). En el caso del triplicador
de la figura 8.14, DI y D3
“conducen durante los semici
clos positivos y D2 durante los
Figura 8.18 Dob sin fuente flotan semiciclos negatives. Como
Jercicio 8.2 Uilizando la configuración dela figura 8.95 con RIOO, diseñe un ercutorecficador de onda
‘completa que suminite 10Vd con menos de 0:1Vpp de ripple a una carga que consume 10mA. Asuma un
frecuencia de linea de 60 zy una caída directa de 0.65 Ven cada diodo, Determine: (a) El voltaje ac de entrada
requerido. (b) El valor comercial más próximo del condensador de filtro requerido.
espuesta. (a) 11:35 Vp 0 8.02 Vrms. (b) 1000 uF @ 16V
olución. (a) La tensiôn de rizado, que tene un valor pico pico de 0.1V, hace varir la tensión de salida 00S
or encima y por debajo de su valor nominal (10V). Como resultado, el maximo valor de eta times 10.05 V.
En cada semicilo caen 0.65V sobre cada uno de los diodos activos, es decir 1.3 V en total. Por tanto, os valores
pico y ms del voltaje AC de entrada que designamemos como Vip y Virms, respectivamente, deben ser
Vip=Vo + V/2+2xVF = 10V +005V +13V = 1135 Y
07 x 1135V =802 Y
(6) El valor del condensador se puede deducir a parir dela ecuación Vr = ILAC, siendo Vez0.1V=100mV,
IL=10mA y fr=120Hz (el doble dela tensión de línea por tratase de un ectficador de doble onda). Por tanto;
Ceilirx Ve
[OmA/(120Hz x 100mV) = 833 x 10-6 F = 833 F
Los valores comerciales más proximos son 8204 y 1000 pi. La capacidad de voltaje debe ser superior a 10V.
Por tanto, puede utilizarse un condensador de 10004F @ 16V para mantener el valor pico a pico del voltaje de
ripple por debajo de 0.1 Vpp-
Figura 8.14 Tiplicador de voltaje sin fuente flotante
(a) Creito general
(o) Circuito equivalent durant os somiios positvos
(e) Circuito equivalente durante los semicos negativos
Figura 8.15 Cuadruplicador de tensión sin fuente flotante
resultado, durante los semici-
los positivos, figura 8.14(b),
Cl se carga a Vp, C2 está car-
gado a 2Vp y C3 se carga a
3Vp, es decir a la suma del
voltaje sobre C2 (2Vp) con el
valor pico de Vi (Vp).
Asimismo, durante los se-
miciclos negativos, figura
8.14(c), CI está cargado a Vp,
C3a3VpyC2secargaa2Vp,
es decir a la suma del voltaje
sobre CI (Vp) con el valor
pico de Vi (Vp). Este es el vol-
taje visto entre los terminales
de C2 al recorrer la malla en
el sentido indicado. En ambos
casos, el voltaje de salida es
el que aparece entre los termi-
nales de C3. Un proceso simi-
lar puede seguirse para anali-
zar el funcionamiento del cua-
druplicador de la figura 8.15.
En teoría, es posible agre-
gar diodos y condensadores en
forma indefinida para obtener
multiplicadores de tensión de
cualquier orden. Sin embargo,
‘a medida que esto se hace em-
peoran también el rizado 0 ri-
ple yla regulación dela fuen-
te, es decir su capacidad para
mantener un voltaje de salida
razonablemente constante, Por
esta razôn, los multiplicadores
son particularmente adecua-
dos para alimentar cargas que
"demanden altos voltajes y muy
bajas corrientes, por ejemplo
10kV, ImA. En el siguiente
experimento veremos como
trabajan los multiplicadores de
voltaje en la práctic
(a) Creito general
(o) Circuito equivalent durant os somiios positvos
(e) Circuito equivalente durante los semicos negativos
Figura 8.15 Cuadruplicador de tensión sin fuente flotante
resultado, durante los semici-
los positivos, figura 8.14(b),
Cl se carga a Vp, C2 está car-
gado a 2Vp y C3 se carga a
3Vp, es decir a la suma del
voltaje sobre C2 (2Vp) con el
valor pico de Vi (Vp).
Asimismo, durante los se-
miciclos negativos, figura
8.14(c), CI está cargado a Vp,
C3a3VpyC2secargaa2Vp,
es decir a la suma del voltaje
sobre CI (Vp) con el valor
pico de Vi (Vp). Este es el vol-
taje visto entre los terminales
de C2 al recorrer la malla en
el sentido indicado. En ambos
casos, el voltaje de salida es
el que aparece entre los termi-
nales de C3. Un proceso simi-
lar puede seguirse para anali-
zar el funcionamiento del cua-
druplicador de la figura 8.15.
En teoría, es posible agre-
gar diodos y condensadores en
forma indefinida para obtener
multiplicadores de tensión de
cualquier orden. Sin embargo,
‘a medida que esto se hace em-
peoran también el rizado 0 ri-
ple yla regulación dela fuen-
te, es decir su capacidad para
mantener un voltaje de salida
razonablemente constante, Por
esta razôn, los multiplicadores
son particularmente adecua-
dos para alimentar cargas que
"demanden altos voltajes y muy
bajas corrientes, por ejemplo
10kV, ImA. En el siguiente
experimento veremos como
trabajan los multiplicadores de
voltaje en la práctic
Experimento 8. 1
Practicando con
multiplicadores de voltaje
Objetivos
1.Comprobar la operación de
algunas configuraciones
multiplicadoras de voltaje
2.Fumiliarizarse con la opera
ción de los diodos como ele
mentos rectificadores.
3.Fumiliarizarse con la opera-
ción de los condensadores
‘como elementos almacena-
dores de energía.
4 Familiarzarse con a utiliza
¡ón del entrenador básico
CEKIT EB-L
iliarizarse con la utiliza-
ción de transformadores de
potencia.
5
Procedimiento
1. Conecte el Entrenador Bá-
sico CEKIT EB- a la red
de 115VAC. Con el multf-
metro digital en la escala de
20VAC, mida el valor rms
del voltaje disponible en
condiciones de circuito
abierto entre las salidas de
voltaje AC rotuladas como
“0 GND” y “6VAC”, según
se indica en la figura 1. Es-
tas salidas actuarán como
fuente de voltaje AC. Desig.
ne el voltaje obtenido como
Vrms. Calcule entonces el
valor pico del mismo (Vp)
mediante la formula
Vp =\2xVrms
En nuestro caso, el valor
medido de Virms fue 6.73V.
Portanto, Vp=9.5V.
2. Arme sobre el protoboard
del entrenador EB-1 el cir
cuito de la figura 2, corres-
pondiente a un doblador de
tensión sin fuente flotante,
con la misma estructura del
analizado en la teoría (ver
Materiales necesarios
4 Diodos rocieadoros INA004
2 Cordensadoreselecrllicos
de 1000uF/25V
1 Condensador electric
de 2200)F/50V
1 Multimero ita con rangos
de VAC y VDC
Alambres de conexión N° 2 AWG
1 Entenagor de Electrónica
Básica CEKIT EB-1 0
4 Protoboars
1 Transformador ()
1 Cable de potencia
CD €1=195V, E256, 1=30mA,
figura 8.13). Antes de conec-
tar el circuito a la fuente AC
(GY), asegúrese que tanto los
diodos como los conden:
dores, estén conectados con
la polaridad correcta,
Practicando con
multiplicadores de voltaje
Objetivos
1.Comprobar la operación de
algunas configuraciones
multiplicadoras de voltaje
2.Fumiliarizarse con la opera
ción de los diodos como ele
mentos rectificadores.
3.Fumiliarizarse con la opera-
ción de los condensadores
‘como elementos almacena-
dores de energía.
4 Familiarzarse con a utiliza
¡ón del entrenador básico
CEKIT EB-L
iliarizarse con la utiliza-
ción de transformadores de
potencia.
5
Procedimiento
1. Conecte el Entrenador Bá-
sico CEKIT EB- a la red
de 115VAC. Con el multf-
metro digital en la escala de
20VAC, mida el valor rms
del voltaje disponible en
condiciones de circuito
abierto entre las salidas de
voltaje AC rotuladas como
“0 GND” y “6VAC”, según
se indica en la figura 1. Es-
tas salidas actuarán como
fuente de voltaje AC. Desig.
ne el voltaje obtenido como
Vrms. Calcule entonces el
valor pico del mismo (Vp)
mediante la formula
Vp =\2xVrms
En nuestro caso, el valor
medido de Virms fue 6.73V.
Portanto, Vp=9.5V.
2. Arme sobre el protoboard
del entrenador EB-1 el cir
cuito de la figura 2, corres-
pondiente a un doblador de
tensión sin fuente flotante,
con la misma estructura del
analizado en la teoría (ver
Materiales necesarios
4 Diodos rocieadoros INA004
2 Cordensadoreselecrllicos
de 1000uF/25V
1 Condensador electric
de 2200)F/50V
1 Multimero ita con rangos
de VAC y VDC
Alambres de conexión N° 2 AWG
1 Entenagor de Electrónica
Básica CEKIT EB-1 0
4 Protoboars
1 Transformador ()
1 Cable de potencia
CD €1=195V, E256, 1=30mA,
figura 8.13). Antes de conec-
tar el circuito a la fuente AC
(GY), asegúrese que tanto los
diodos como los conden:
dores, estén conectados con
la polaridad correcta,
engen ne
D Ar is
Figure 2 Gres tal para comproba la operación de un
bieder de tansion sn
3. Configure su multímetro.
digital como voltímetro DC
mediciones de
licadas. Teóric;
mente, el voltaje sobre CI
(VBA) debe ser igual al va
lor pico (Vp) y el voltaje so-
bre C2 (VC) al doble del v
lor pico (2Vp). ¿Por qué?
En nuestro caso, los valo-
res obtenidos para VBA y VC
fueron, respectivamente, 8.73V
y 16:7V, que son ligeramente
diferentes de los valores espe-
rados teóricamente (9.5V y
19.0V). ¿Porqué?
ara justificar esta dif
rencia, tenga en cuenta que es-
tamos trabajando con compo
En la práctica,
hay una caída de voltaje en los
diodos, la forma de onda en-
tregada por el transformador
no es una sinusoide perfect
el medidor introduce un e!
to de carga, ete. Todos estos
factores, que no son tenidos en
jenta cuando se analiza el
‘modelo matemático, afectan el
resultado final. Sin embargo,
desde el punto de vista cuali-
tativo el circuito se comporta
enla foma esperad
4. Construya ahora sobre el
protoboard el circuito de la
figura 3, correspondiente a
un triplicado de tensión si
fuente flotante. Antes de co-
nectar el circuito a la fuente
AC (6V), asegúrese que los
condensadores estén com-
Figura 3. Ccuto experimental
pletamente descargados y
que tanto estos como los dio-
dos estén conectados con la
polaridad correcta.
Con su multímetro configu-
rado como voltimetro DC,
realice las mediciones de
voltaje indicadas, Teórica-
mente, el voltaje sobre C1
(VE) debe ser igual al valor
pico (Vp), el voltaje sobre
(VBA) al doble del valor
pico (2Vp) y el voltaje so-
bre C3 (VD) al triple del va-
lor pico (3Vp). ¿Por que?
En nuestro caso, los va-
lores obtenidos f
Vo=8.34V, VBa=I
VD=24.86V. Nuevamente,
estos valores son ligeramen-
te diferentes de los espera-
dos teóricamente, es decir
9,5, 19.0V y28.5Y, por las
D Ar is
Figure 2 Gres tal para comproba la operación de un
bieder de tansion sn
3. Configure su multímetro.
digital como voltímetro DC
mediciones de
licadas. Teóric;
mente, el voltaje sobre CI
(VBA) debe ser igual al va
lor pico (Vp) y el voltaje so-
bre C2 (VC) al doble del v
lor pico (2Vp). ¿Por qué?
En nuestro caso, los valo-
res obtenidos para VBA y VC
fueron, respectivamente, 8.73V
y 16:7V, que son ligeramente
diferentes de los valores espe-
rados teóricamente (9.5V y
19.0V). ¿Porqué?
ara justificar esta dif
rencia, tenga en cuenta que es-
tamos trabajando con compo
En la práctica,
hay una caída de voltaje en los
diodos, la forma de onda en-
tregada por el transformador
no es una sinusoide perfect
el medidor introduce un e!
to de carga, ete. Todos estos
factores, que no son tenidos en
jenta cuando se analiza el
‘modelo matemático, afectan el
resultado final. Sin embargo,
desde el punto de vista cuali-
tativo el circuito se comporta
enla foma esperad
4. Construya ahora sobre el
protoboard el circuito de la
figura 3, correspondiente a
un triplicado de tensión si
fuente flotante. Antes de co-
nectar el circuito a la fuente
AC (6V), asegúrese que los
condensadores estén com-
Figura 3. Ccuto experimental
pletamente descargados y
que tanto estos como los dio-
dos estén conectados con la
polaridad correcta.
Con su multímetro configu-
rado como voltimetro DC,
realice las mediciones de
voltaje indicadas, Teórica-
mente, el voltaje sobre C1
(VE) debe ser igual al valor
pico (Vp), el voltaje sobre
(VBA) al doble del valor
pico (2Vp) y el voltaje so-
bre C3 (VD) al triple del va-
lor pico (3Vp). ¿Por que?
En nuestro caso, los va-
lores obtenidos f
Vo=8.34V, VBa=I
VD=24.86V. Nuevamente,
estos valores son ligeramen-
te diferentes de los espera-
dos teóricamente, es decir
9,5, 19.0V y28.5Y, por las
SS
8.4 Reguladores de
tensión A !
Idealment, una fuente de al | %
mentación debería proporcio. | a
nar un voltaje de salida cons- Vien vr EM
tante, libre de rizado e insen- @ ¥
sible alos cambios en el vol |. |
taje de entrada o a las varia- Po Y
En la prácti, esto no (QRO ne heen
lificador, por ejemplo, el vol Poco de gucken
te de salida varía como re
sultado de las fluctuaciones
normales de tensión en las Ii
A de noel Figura 8.16 Concepto de regulación de volta
ideal, se evalúa mediante una
Ade ra de mérito denominada
voltaje ieneunaresistenciain- = porcentaje de regulación 0 te osterminales de
terna inherente a cual, al que- simplemente, regulación, la salida. Por tanto, no circula
decarg, limitael voltaje dipo- ecuación voltaje en la resistencia inter
nible para sia última, Portan- adela fuente. Como resulta
to, las fuentes reales sólo se vu do, Vo=VNI=VS
compran como fuentes. VOR * 100
lesen forma aproximada y bajo Ent) se conecta la carga
determinadas condiciones. siendo VL y VIL los valores (RL), Portanto,cicula una co
del voltaje de salida sin carga y rent To y hay una caída de
EI grado en que el com- con carga, respectivamente. - voltaje en RS distinta de cero
portamiento de una fu
fi (VRS>0). Como resultado,
S-VRS.
tercal Estasituaciôn se ilustran la
lare- Vo
proxima al de una fuente gura 8.16, Rs represent
Circuito Circo
de contol control
ak ’
+50 = oa
os ie
Figura 8.17 Estructuras básicas de reguladores. (a) Regulador en sere. () Regulador en paralelo
8.4 Reguladores de
tensión A !
Idealment, una fuente de al | %
mentación debería proporcio. | a
nar un voltaje de salida cons- Vien vr EM
tante, libre de rizado e insen- @ ¥
sible alos cambios en el vol |. |
taje de entrada o a las varia- Po Y
En la prácti, esto no (QRO ne heen
lificador, por ejemplo, el vol Poco de gucken
te de salida varía como re
sultado de las fluctuaciones
normales de tensión en las Ii
A de noel Figura 8.16 Concepto de regulación de volta
ideal, se evalúa mediante una
Ade ra de mérito denominada
voltaje ieneunaresistenciain- = porcentaje de regulación 0 te osterminales de
terna inherente a cual, al que- simplemente, regulación, la salida. Por tanto, no circula
decarg, limitael voltaje dipo- ecuación voltaje en la resistencia inter
nible para sia última, Portan- adela fuente. Como resulta
to, las fuentes reales sólo se vu do, Vo=VNI=VS
compran como fuentes. VOR * 100
lesen forma aproximada y bajo Ent) se conecta la carga
determinadas condiciones. siendo VL y VIL los valores (RL), Portanto,cicula una co
del voltaje de salida sin carga y rent To y hay una caída de
EI grado en que el com- con carga, respectivamente. - voltaje en RS distinta de cero
portamiento de una fu
fi (VRS>0). Como resultado,
S-VRS.
tercal Estasituaciôn se ilustran la
lare- Vo
proxima al de una fuente gura 8.16, Rs represent
Circuito Circo
de contol control
ak ’
+50 = oa
os ie
Figura 8.17 Estructuras básicas de reguladores. (a) Regulador en sere. () Regulador en paralelo
Lo anterior implica que Vo
no es constante, sino que varía.
dependiendo de la corriente de
carga (lo) y el voltaje de la
nte (Vs). En muchas apli
ciones, esta situación no es de-
seable, La mejor solución es
utilizar una fuente de alimen:
tación regulada
Una fuente regulada,
como su nombre lo indica, in
corpora entre la fuente de vol
taje propiamente dicha y la
carga un elemento o circuito
activo que se encarga de re-
gular o mantener consta
1
voltaje de slide
, independie
temente de las variaciones del
voltaje de entrada o de
rriente de la carga. Por la mis-
ma razón, el circuito de n
ación se denomina regulador.
El regulador puede estar en
serie o en paralelo con la car
indica en la figura
8.17, y se comporta esencial-
mente como una resistencia
variable, Los principales dispo-
sitivos utilizados como re
dores son los diodos zener, los
transistores bipolares y los re-
guladores monolíticos. En las.
remos varias configuraciones.
prácticas de fuentes reguladas.
con estos dispositivos.
8.4.1 Reguladores
con diodos zener
Los diodos zener, como vimos
en el Capítulo 6, son diodos
ados espe
dis
para trabajar en lan
Ejercicio 83. EI fabricante de una fuente de alimentación clama que su
ación equivalente a LF de capacitancia de sal
la, indicando que el regulador reduce el ripple e
un condensador de 1 E Determine el valor pico a pico del voltaje de
rizado de esta
uenci de rizado de 120 Hz
rodueto tiene una re
misma cantidad que
te asumiendo una corente de carga de SA y una fe
Respuesta, 41.7 mV
So
ón. El valor
er página 188)
a pico del voltaje de rizado está dado por la
yap =e
VPP=RE
side IL la coien de ara, Fr frcuenci de za y Cl capac
tani de filo, En meso ca, 1.54, rey Col Fort:
Ver
SANO x IF
avalancha, una situación que gura 8.18-a, dependiendo del
es normalmente destructiva — grado de exactitud requerido en
para los diodos rectificadores el análisis. En esta representa
convencionales. Cuando un cién, Vz es el voltaje zener 0
diodo zener se polariza inver- de ruptura y Rz la resistencia
samente en la región de rup- _ interna del diodo, llamada por
tura, conduce, permitiendo la — lo mismo resistencia zener
circulación de una corriente
importante y manteniendo en- En la figura 8.18b se
tre sus terminales un voltaje muestra en detalle la caracte-
práctic e lla- > rística inversa de un diodo ze
mado voltaje zener (Vz). ner representativo con sus
principales parámetros de
Para efrctos prácticos, un criptivos, En la Tabla 8.3 se
diodo zener puede serrepresen- _ relacionan la potencia y el vol-
tado mediante cualquieradelos taje nominales de algunos dio-
circuitos equivalentes de lafl- — dos zener comunes.
te i un En
Eve
we
£ Rz |
Penney erg Aa
‘deal 1
@ ©)
Figura 8.18 El diodo zener como regulador de voltaje
(a) Simbología y modelos equivalentes. (bJCurVa caracter sica inversa de
uneionamionto de un dado zoner I 0 el valor dela corinte zener (2)
en a co de la curva rr su valor en un punto de prueba ariraro e La
50 valor maximo admis
no es constante, sino que varía.
dependiendo de la corriente de
carga (lo) y el voltaje de la
nte (Vs). En muchas apli
ciones, esta situación no es de-
seable, La mejor solución es
utilizar una fuente de alimen:
tación regulada
Una fuente regulada,
como su nombre lo indica, in
corpora entre la fuente de vol
taje propiamente dicha y la
carga un elemento o circuito
activo que se encarga de re-
gular o mantener consta
1
voltaje de slide
, independie
temente de las variaciones del
voltaje de entrada o de
rriente de la carga. Por la mis-
ma razón, el circuito de n
ación se denomina regulador.
El regulador puede estar en
serie o en paralelo con la car
indica en la figura
8.17, y se comporta esencial-
mente como una resistencia
variable, Los principales dispo-
sitivos utilizados como re
dores son los diodos zener, los
transistores bipolares y los re-
guladores monolíticos. En las.
remos varias configuraciones.
prácticas de fuentes reguladas.
con estos dispositivos.
8.4.1 Reguladores
con diodos zener
Los diodos zener, como vimos
en el Capítulo 6, son diodos
ados espe
dis
para trabajar en lan
Ejercicio 83. EI fabricante de una fuente de alimentación clama que su
ación equivalente a LF de capacitancia de sal
la, indicando que el regulador reduce el ripple e
un condensador de 1 E Determine el valor pico a pico del voltaje de
rizado de esta
uenci de rizado de 120 Hz
rodueto tiene una re
misma cantidad que
te asumiendo una corente de carga de SA y una fe
Respuesta, 41.7 mV
So
ón. El valor
er página 188)
a pico del voltaje de rizado está dado por la
yap =e
VPP=RE
side IL la coien de ara, Fr frcuenci de za y Cl capac
tani de filo, En meso ca, 1.54, rey Col Fort:
Ver
SANO x IF
avalancha, una situación que gura 8.18-a, dependiendo del
es normalmente destructiva — grado de exactitud requerido en
para los diodos rectificadores el análisis. En esta representa
convencionales. Cuando un cién, Vz es el voltaje zener 0
diodo zener se polariza inver- de ruptura y Rz la resistencia
samente en la región de rup- _ interna del diodo, llamada por
tura, conduce, permitiendo la — lo mismo resistencia zener
circulación de una corriente
importante y manteniendo en- En la figura 8.18b se
tre sus terminales un voltaje muestra en detalle la caracte-
práctic e lla- > rística inversa de un diodo ze
mado voltaje zener (Vz). ner representativo con sus
principales parámetros de
Para efrctos prácticos, un criptivos, En la Tabla 8.3 se
diodo zener puede serrepresen- _ relacionan la potencia y el vol-
tado mediante cualquieradelos taje nominales de algunos dio-
circuitos equivalentes de lafl- — dos zener comunes.
te i un En
Eve
we
£ Rz |
Penney erg Aa
‘deal 1
@ ©)
Figura 8.18 El diodo zener como regulador de voltaje
(a) Simbología y modelos equivalentes. (bJCurVa caracter sica inversa de
uneionamionto de un dado zoner I 0 el valor dela corinte zener (2)
en a co de la curva rr su valor en un punto de prueba ariraro e La
50 valor maximo admis
Enlafigura8.19a semues- aaa
tra la estructura básica de un re- [En somw nu Rim=Rsx ¡Ye
gulndorzener Elcireuitoconsia | 28% | INTER [maras Ve
a orne | sav | isa | ron
esencialmente deundiodozener | 2% | [Nasa | ann
(Di) conectado en paralelo con | av | snasex | ¡narosa
la resistencia de carga (Ri) yen | sav | ınosza | snsroea | Rumx=Rsx
serie con una resistencia de dre. | 824 | mes | 1neren
naje (Rs). El valor de esta di | 199% | 1N@61B | Inarson
ma se calcula a partir de lasi- | um | 16222 | res
va se calcula a partir de lasi- | ao | Anszasa, | 1104744
guiente ecuación: sav | sos | ınezaoa | máxima especificada para el
nov | mesos | ınazaon | zener.Estaúltimaes aproxima:
—_— a
Vevz-izuns
siendo I7M la corriente
Vi-VL
eye sow | ses | 007818 | damente igual a Pz/Vz. Por
sav | 1052578 | 1847824 | cjemplo, si Vi=30V, Vz=10V,
siendo Vi (V) el voltaje de Tabla 8.3 Diodos zener para. Rs=1000 e IzM=23mA, el cir-
entrada sin regular, VLCV) el aplicaciones de regulación de cito proporcionará regulación
voltaje de salida regulado, "tale Tolerancia de Vz=45% solamente para valores de RL
ILMAX(A) lacortiente de carga} un valor máximo (ILMAX). entre $0 y 59Q. Esta es las
máxima e Iz(A) la corriente a Para un valor dado de Rs, los — tuación ilustrada en los circui-
través del diodo zener. valores mínimo y máximo de tos equivalentes de las figuras
RL dentro de los cuales se 8,19a y 8.19. Por debajode la
iénseeva- — RLMIN el zener no conduce y
que Vi es constant e IL. va por debajo de la RLMAX puede
entre un valor mínimo (ILMIS) fórmulas: llegara destruir.
Inicialmente asumiremos | mantiene la regul
Asa) +
2) Gre regulador do woe con zener
MS DU “
fe are
i ve MZ500)
QE EN
+) Cirouto equivalent con D1 conduciendo @) Comportamiento de Vi on función de .
Figura 8.19 Regulador básico paralelo con diodo zener
tra la estructura básica de un re- [En somw nu Rim=Rsx ¡Ye
gulndorzener Elcireuitoconsia | 28% | INTER [maras Ve
a orne | sav | isa | ron
esencialmente deundiodozener | 2% | [Nasa | ann
(Di) conectado en paralelo con | av | snasex | ¡narosa
la resistencia de carga (Ri) yen | sav | ınosza | snsroea | Rumx=Rsx
serie con una resistencia de dre. | 824 | mes | 1neren
naje (Rs). El valor de esta di | 199% | 1N@61B | Inarson
ma se calcula a partir de lasi- | um | 16222 | res
va se calcula a partir de lasi- | ao | Anszasa, | 1104744
guiente ecuación: sav | sos | ınezaoa | máxima especificada para el
nov | mesos | ınazaon | zener.Estaúltimaes aproxima:
—_— a
Vevz-izuns
siendo I7M la corriente
Vi-VL
eye sow | ses | 007818 | damente igual a Pz/Vz. Por
sav | 1052578 | 1847824 | cjemplo, si Vi=30V, Vz=10V,
siendo Vi (V) el voltaje de Tabla 8.3 Diodos zener para. Rs=1000 e IzM=23mA, el cir-
entrada sin regular, VLCV) el aplicaciones de regulación de cito proporcionará regulación
voltaje de salida regulado, "tale Tolerancia de Vz=45% solamente para valores de RL
ILMAX(A) lacortiente de carga} un valor máximo (ILMAX). entre $0 y 59Q. Esta es las
máxima e Iz(A) la corriente a Para un valor dado de Rs, los — tuación ilustrada en los circui-
través del diodo zener. valores mínimo y máximo de tos equivalentes de las figuras
RL dentro de los cuales se 8,19a y 8.19. Por debajode la
iénseeva- — RLMIN el zener no conduce y
que Vi es constant e IL. va por debajo de la RLMAX puede
entre un valor mínimo (ILMIS) fórmulas: llegara destruir.
Inicialmente asumiremos | mantiene la regul
Asa) +
2) Gre regulador do woe con zener
MS DU “
fe are
i ve MZ500)
QE EN
+) Cirouto equivalent con D1 conduciendo @) Comportamiento de Vi on función de .
Figura 8.19 Regulador básico paralelo con diodo zener
Un análisis similar pue (1000) Fa (7.830) @
ser realizado cuando IL (y por
(anto RL) es constante y V Kies,
tanto RL Mi N
varía entre un valor mínimo. de à ean) A
(VIMIS) y un va imo lat | (oy
(VIMAX) a
Nuestro análisis anterior > |
Figura 8.20 Efecto de la resistencia zoner sobre la salida de un
a regulador zane. (a) Creuto aquiaonto an condseoon con Raso
o. El efecto de Rz sobre (5) Creuto equialente de Thevenn visto por la carga.
je de salida puede ser teoría de circuitos conocido para 1z=12.5mA. Así, el volta
analizado cuantitativamente como Teorema de Théve- je sobre RL (540) y el porcen-
sustituyendo el diodo zener nin. Físicamente, el voltaje _ taje de regulaciôn de voltaje de
por su modelo equivalente Thévenin (Vth) es igual a la la fuente (RV) serían, respecti
a
ean)
ha sido realizado asumiendo =
que la resistencia zener (Rz)
el vol
completo, como se muestraen tensiön medida o calculada vamente, 10.10 V y 12.7%,
la figura 8.200. entre los terminales A y Ben Esta última figura puede ser
condiciones de circuito abier- _ muy alta para ciertas aplicacio-
Matemáticamente se pue= 10, es decir con la resistencia nes. Los reguladores a transis-
de demostrar que este circuito de carga desconectada. Asi- tores que veremos a continua.
es exactamente equivalente al — mismo, la resistencia Théve- ción superan esta dificultad.
circuito de la figura 8.20b, don- nin (Rth) es la resistencia me
de toda la parte vista por la dida o calculada entre los ter- En la práctica, con el fin
ga entre los puntos A y B — minales A y B con las fuentes de compen
ha sido sustituida por una de voltaje (Vi y Vz) sustitui- resistencia zener (Rz), la co-
el efecto de la
fuente de tensión Vih en se- _ das por cortocircuitos. rriente del zener (Iz) se esco
rie con una resistencia Rth. normalmente de modo que sea
Esta simplificación es posi Bajo las condiciones ante- _ aproximadamente igual al 10%
ble gracias a la aplicación de 1.57V y Rth de ka corriente de carga mäxi-
un importante resultado de la asume Rz=8.5Q ma. Esto es:
a
Figura 8.21 El transistor como regulador de voltje. (a) Símbolo (b) Circuito equivalent. () Faria do
cunas característcas de un transistor
ser realizado cuando IL (y por
(anto RL) es constante y V Kies,
tanto RL Mi N
varía entre un valor mínimo. de à ean) A
(VIMIS) y un va imo lat | (oy
(VIMAX) a
Nuestro análisis anterior > |
Figura 8.20 Efecto de la resistencia zoner sobre la salida de un
a regulador zane. (a) Creuto aquiaonto an condseoon con Raso
o. El efecto de Rz sobre (5) Creuto equialente de Thevenn visto por la carga.
je de salida puede ser teoría de circuitos conocido para 1z=12.5mA. Así, el volta
analizado cuantitativamente como Teorema de Théve- je sobre RL (540) y el porcen-
sustituyendo el diodo zener nin. Físicamente, el voltaje _ taje de regulaciôn de voltaje de
por su modelo equivalente Thévenin (Vth) es igual a la la fuente (RV) serían, respecti
a
ean)
ha sido realizado asumiendo =
que la resistencia zener (Rz)
el vol
completo, como se muestraen tensiön medida o calculada vamente, 10.10 V y 12.7%,
la figura 8.200. entre los terminales A y Ben Esta última figura puede ser
condiciones de circuito abier- _ muy alta para ciertas aplicacio-
Matemáticamente se pue= 10, es decir con la resistencia nes. Los reguladores a transis-
de demostrar que este circuito de carga desconectada. Asi- tores que veremos a continua.
es exactamente equivalente al — mismo, la resistencia Théve- ción superan esta dificultad.
circuito de la figura 8.20b, don- nin (Rth) es la resistencia me
de toda la parte vista por la dida o calculada entre los ter- En la práctica, con el fin
ga entre los puntos A y B — minales A y B con las fuentes de compen
ha sido sustituida por una de voltaje (Vi y Vz) sustitui- resistencia zener (Rz), la co-
el efecto de la
fuente de tensión Vih en se- _ das por cortocircuitos. rriente del zener (Iz) se esco
rie con una resistencia Rth. normalmente de modo que sea
Esta simplificación es posi Bajo las condiciones ante- _ aproximadamente igual al 10%
ble gracias a la aplicación de 1.57V y Rth de ka corriente de carga mäxi-
un importante resultado de la asume Rz=8.5Q ma. Esto es:
a
Figura 8.21 El transistor como regulador de voltje. (a) Símbolo (b) Circuito equivalent. () Faria do
cunas característcas de un transistor
a) Reguiador en seria
b) Regulador en parao
Figura 8.22 Reguladores básicos con transistor.
12= 0.1 x ILmax
En nuestro caso, ILmax
0.2A. Por tanto, 17=0.02A.
Puesto que Vi=30V y 30V, en-
tonces de acuerdo a la fórmula.
dela página 196, Rs=9102. Te-
a que sobre esta
resistencia caen 20V, la disipa:
ción de potencia de la misma es
el orden de 4.4W, pur
utilizar una unidad de10W.
niendoen eu
8.4.2 Reguladores
con transistores
Un regulador. zener como el
descrito anteriormente no es
adecuado para alimentar c
gas que exijan corrientes rela-
tivamente altas (superiores a
10 veces la corriente zener) o
requieran un voltaje muy pre-
Sin embargo, si se aso:
con un dispositivo activo
que loindependice de la carga
y se encargue de manejar la
corriente de esta lima, la si-
tuación puede ser muy diferen-
te. Los transistores bipolares,
en particular, son especial-
mente adecuados para esta ac-
ción de regulación debido a
que, cuando trabajan en su
tiva, se comportan
sistencias variables.
Para comprender el con-
cepto anterior, consider
familia de curvas características
de colector mostradas en la fi-
gura 8.21 para un transistor >
pico. Cada curva indica como
se comporta la corriente de co-
lector (IC) en función del volta
je entre colector y emisor (VCE)
para un determinado valor dela
corriente de base (IB),
Note que mientras IB sea
constante, IC tambi
nece constante e igual a BIB,
independientemente de VCE.
Por tanto, si aumenta o dismi-
nuye VCE, la resistencia entre
colector y emisor (VCE/IC)
aumenta o disminuye en la
misma proporción.
Esta característica puede
ser aprovechada para regular el
voltaje sobre una resistencia de
carga, como se muestra en los
circuitos básicos de las figuras
8.22a y 8.22b, correspondien-
tes, respectivamente, a un regu:
lador en serie y a un regulador
n paralelo. En amboscasos, QI
da esencialmente como una
variable y DI como
Además, debido a que Ib.
es muy pequeña, el transistor
prácticamente aislael 2
RL, independizando la co-
rriente zener de la corriente de
carga. Así, el zener disipa mu
poca potencia y se pueden
manejar corientes de e
más altas que con un regula-
dor zei
En elregulador serie dela
figura 8.
colector-emisor de QI (RT) y
la resistencia de carga (RL)
forman un divisor de tensión
A medida que aumenta o dis
minuye RL, RT debe aume
tar o disminuir en la misma
proporción y a la misma velo.
cidad con el fin de mantener
constante la caída de volta
sobre la carga (VL). El valor
de RT depende fundamental-
mente de la tensión entre base
y emisor (VBE). Esta últimaes
Simplemente:
b) Regulador en parao
Figura 8.22 Reguladores básicos con transistor.
12= 0.1 x ILmax
En nuestro caso, ILmax
0.2A. Por tanto, 17=0.02A.
Puesto que Vi=30V y 30V, en-
tonces de acuerdo a la fórmula.
dela página 196, Rs=9102. Te-
a que sobre esta
resistencia caen 20V, la disipa:
ción de potencia de la misma es
el orden de 4.4W, pur
utilizar una unidad de10W.
niendoen eu
8.4.2 Reguladores
con transistores
Un regulador. zener como el
descrito anteriormente no es
adecuado para alimentar c
gas que exijan corrientes rela-
tivamente altas (superiores a
10 veces la corriente zener) o
requieran un voltaje muy pre-
Sin embargo, si se aso:
con un dispositivo activo
que loindependice de la carga
y se encargue de manejar la
corriente de esta lima, la si-
tuación puede ser muy diferen-
te. Los transistores bipolares,
en particular, son especial-
mente adecuados para esta ac-
ción de regulación debido a
que, cuando trabajan en su
tiva, se comportan
sistencias variables.
Para comprender el con-
cepto anterior, consider
familia de curvas características
de colector mostradas en la fi-
gura 8.21 para un transistor >
pico. Cada curva indica como
se comporta la corriente de co-
lector (IC) en función del volta
je entre colector y emisor (VCE)
para un determinado valor dela
corriente de base (IB),
Note que mientras IB sea
constante, IC tambi
nece constante e igual a BIB,
independientemente de VCE.
Por tanto, si aumenta o dismi-
nuye VCE, la resistencia entre
colector y emisor (VCE/IC)
aumenta o disminuye en la
misma proporción.
Esta característica puede
ser aprovechada para regular el
voltaje sobre una resistencia de
carga, como se muestra en los
circuitos básicos de las figuras
8.22a y 8.22b, correspondien-
tes, respectivamente, a un regu:
lador en serie y a un regulador
n paralelo. En amboscasos, QI
da esencialmente como una
variable y DI como
Además, debido a que Ib.
es muy pequeña, el transistor
prácticamente aislael 2
RL, independizando la co-
rriente zener de la corriente de
carga. Así, el zener disipa mu
poca potencia y se pueden
manejar corientes de e
más altas que con un regula-
dor zei
En elregulador serie dela
figura 8.
colector-emisor de QI (RT) y
la resistencia de carga (RL)
forman un divisor de tensión
A medida que aumenta o dis
minuye RL, RT debe aume
tar o disminuir en la misma
proporción y a la misma velo.
cidad con el fin de mantener
constante la caída de volta
sobre la carga (VL). El valor
de RT depende fundamental-
mente de la tensión entre base
y emisor (VBE). Esta últimaes
Simplemente:
Puesto que Vz.es consta
te, cualquier tendencia de VL.
a aumentar o disminuir, como
resultado de la variación del
voltaje de entrada (Vi) o de la
corriente de carga (IL), produ-
ce la disminución o el aumen-
to de VBE en la misma canti-
dad. En el primer caso, la dis
minución de VBE causa el au-
‘mento de la resistencia colec-
tor-emisor (RT). Por tanto, VL.
disminuye. Así se compensa la
tendencia de VL a aumentar.
Enel segundo caso, el au
mento de VBE: causa la dismi-
nuciôn de RT. Portanto, VLau-
menta. Asf se compensa laten-
dencia de VL a disminuir. En
ambos casos, el resultado neto.
de todo el proceso es un vol-
taje de carga (VL) constant.
Un análisis similar puede ser
realizado con el regulador pa-
ralelo de la figura 8,22b, don
de RT RI. forman un divisor
de corriente.
Ena figura 8.23 se mues-
tran dos versiones más elabora-
das del regulador serie de la fi- — Figura 923 Otros circu 5 de reguladores con transi
gura 8-22a, El regulador de la nexión de QI y Q2 se denomi- Q2, para realizar la acción bi-
figura 8230 es esencialmente naun par Darlington y esequi- sica de regulación. Sin embar
idéntico al de la figura 8.224, valente aun sölotransistorcuya — go, se ha agregado un tercer
excepto que utiliza un poten- * gananciadecorrienteesB=BIR2 | transistor de control (Q3) cuyo.
ciómetro (R2) para ajustar el ÿ cuya tensión base-emisor es — voltaje entre base y emisor
+ Voltaje de salida y un segundo VBE=VBEI+VBE2. (VBES) depende de la diferen-
transistor (Q2), llamado driver, cia entre el voltaje de salida
para controlar la corriente de El regulador de la figura (Vo) y el voltaje de referencia
base del transistor principalo de 8.23b utiliza también un par (Vz). Las variaciones en el vol-
salida (QD. Este modo de co- Darlington, formado por QI y taje de salida se detectan me-
te, cualquier tendencia de VL.
a aumentar o disminuir, como
resultado de la variación del
voltaje de entrada (Vi) o de la
corriente de carga (IL), produ-
ce la disminución o el aumen-
to de VBE en la misma canti-
dad. En el primer caso, la dis
minución de VBE causa el au-
‘mento de la resistencia colec-
tor-emisor (RT). Por tanto, VL.
disminuye. Así se compensa la
tendencia de VL a aumentar.
Enel segundo caso, el au
mento de VBE: causa la dismi-
nuciôn de RT. Portanto, VLau-
menta. Asf se compensa laten-
dencia de VL a disminuir. En
ambos casos, el resultado neto.
de todo el proceso es un vol-
taje de carga (VL) constant.
Un análisis similar puede ser
realizado con el regulador pa-
ralelo de la figura 8,22b, don
de RT RI. forman un divisor
de corriente.
Ena figura 8.23 se mues-
tran dos versiones más elabora-
das del regulador serie de la fi- — Figura 923 Otros circu 5 de reguladores con transi
gura 8-22a, El regulador de la nexión de QI y Q2 se denomi- Q2, para realizar la acción bi-
figura 8230 es esencialmente naun par Darlington y esequi- sica de regulación. Sin embar
idéntico al de la figura 8.224, valente aun sölotransistorcuya — go, se ha agregado un tercer
excepto que utiliza un poten- * gananciadecorrienteesB=BIR2 | transistor de control (Q3) cuyo.
ciómetro (R2) para ajustar el ÿ cuya tensión base-emisor es — voltaje entre base y emisor
+ Voltaje de salida y un segundo VBE=VBEI+VBE2. (VBES) depende de la diferen-
transistor (Q2), llamado driver, cia entre el voltaje de salida
para controlar la corriente de El regulador de la figura (Vo) y el voltaje de referencia
base del transistor principalo de 8.23b utiliza también un par (Vz). Las variaciones en el vol-
salida (QD. Este modo de co- Darlington, formado por QI y taje de salida se detectan me-
aa. * a
Limitador de comento 2] cy z comp HE Compensación de frecuencia
A FR Aimonacié posta
nca {ns ©} ve LE vena acer
trastes, À vor om
Voie liner À ve Lebehienes
dh, wine
= ewe
ern
our
o ve
Y te es
Figura 8.24 El regulador monolíico 723. a) Distibucción d pines
(0) Diagrama simpicado de bloques
Ÿ diante el divisor de tensión for
vel E mado por RI, R2 y RS. Este
Wet gy à: limo permite ajustar el vol
a taie aplicado a a base de Q3 y
| ES SS portano,el vole de salida,
E
" 8.4.3 Reguladores
Bien con circuitos
RE ra integrados
1 eee Festin se dirponeide
wm
en b) taje que utilizan básicamente
guladores discretos explicados
: AR Are. hasta el momento pero cuya
a ES consiucción interna es relat
= vamente más compleja. Est
23 a tipo de reguladores, que pue-
Tat Lora
JE Figura 0.25 Reguladores básicos
ono circle Inegrado LAPS
(a) Var > Ver. (o) Voor < Vio
den ser fijos o ajustables, son
extremadamente flexibles, se
guros y fáciles de usar. A con:
tinuación examinar
El regulador LM723
EILM723, figura 8.24, es un
regulador monolítico de vol
taje muy popular que propor
ciona por sí mismo una co:
rriente de salida máxima de
150mA, acepta voltajes de en
rada desde 9.5V hasta 40V y
arar para en-
de salida desde
2V hasta 37V. El corazón del
mismo es una referencia de
sal
blo-
ques funcionales y unos pocos
voltaje zener de 7.15V I
combina
componentes externos, permi
te obtener una gran variedad
En la figura 8,25 se mus
os ejemplos de circuitos re
guladores con el LM723, El
circuito de la figura 8.25a, en
cular, se utiliza cuando se
ran
requiere un voltaje de salida
(Vo) mayor que el voltaje de
referencia (7.15V). El volta
de salida debe ser por lo me:
nos 3V menor que el voltaje
de entrada (VIN) y se evalı
mediante la siguiente fórmula
| Vour= Ver xB2 281
La resistencia. Rsc debe
seleccionarse de modo que la
caida de tensión sobre la mis-
Limitador de comento 2] cy z comp HE Compensación de frecuencia
A FR Aimonacié posta
nca {ns ©} ve LE vena acer
trastes, À vor om
Voie liner À ve Lebehienes
dh, wine
= ewe
ern
our
o ve
Y te es
Figura 8.24 El regulador monolíico 723. a) Distibucción d pines
(0) Diagrama simpicado de bloques
Ÿ diante el divisor de tensión for
vel E mado por RI, R2 y RS. Este
Wet gy à: limo permite ajustar el vol
a taie aplicado a a base de Q3 y
| ES SS portano,el vole de salida,
E
" 8.4.3 Reguladores
Bien con circuitos
RE ra integrados
1 eee Festin se dirponeide
wm
en b) taje que utilizan básicamente
guladores discretos explicados
: AR Are. hasta el momento pero cuya
a ES consiucción interna es relat
= vamente más compleja. Est
23 a tipo de reguladores, que pue-
Tat Lora
JE Figura 0.25 Reguladores básicos
ono circle Inegrado LAPS
(a) Var > Ver. (o) Voor < Vio
den ser fijos o ajustables, son
extremadamente flexibles, se
guros y fáciles de usar. A con:
tinuación examinar
El regulador LM723
EILM723, figura 8.24, es un
regulador monolítico de vol
taje muy popular que propor
ciona por sí mismo una co:
rriente de salida máxima de
150mA, acepta voltajes de en
rada desde 9.5V hasta 40V y
arar para en-
de salida desde
2V hasta 37V. El corazón del
mismo es una referencia de
sal
blo-
ques funcionales y unos pocos
voltaje zener de 7.15V I
combina
componentes externos, permi
te obtener una gran variedad
En la figura 8,25 se mus
os ejemplos de circuitos re
guladores con el LM723, El
circuito de la figura 8.25a, en
cular, se utiliza cuando se
ran
requiere un voltaje de salida
(Vo) mayor que el voltaje de
referencia (7.15V). El volta
de salida debe ser por lo me:
nos 3V menor que el voltaje
de entrada (VIN) y se evalı
mediante la siguiente fórmula
| Vour= Ver xB2 281
La resistencia. Rsc debe
seleccionarse de modo que la
caida de tensión sobre la mis-
E ent
Por rares | | roto
Figura 8.26 Estuctura básica de una fuente AC-OC con regulador do voli de tes terminates
maalamäximacorrientedesea- contruyen utilizando os llama- — amper
dda sea del orden de 0.5V. Cuan- dos reguladores de tres term
doestacorienteexcedeel limite nales, Este tipode circuitos in- de carga de S0OmA, Cl y C4
Fijado, se activa automáticamen
te un cireuito interno de limita indi
ción de corriente que
o de corriente de carga.
Por ejemplo, para una corriente
cgrados, como su nombre Io pueden ser respectivamente, de
poseen solamente tres 4704 y 47pE. La función de
la reduce terminales: uno que recibe la C4csmejorarlarespuedelcir
tensión de entrada no regul
cuito ante los cambios repent:
da, otro que proporcio!
Las resistencias RI y R2 sión de salida regula
aten- nos de la coniente de carga
otro,
proporcionan al LM723 una que actiia como tierra o punto Los condensadores C2 y
muestra fracción del voltajede común de referencia, C3 son usualmente de 0.1)F à
salida, Esta muestra es compa: ¿Op Mejoran la inmunidad al
cada con el voltaje de referen- Enlafigura8.26semues- ruido del sistema. Finalmente,
cia y utilizada para controlar
tra la estructura básica de una el diodo DI protege el regula
conducción del transistor de fuente AC-DC desarrollada al- dor, proporcionando un camino
paso de modo que el voltaje de rededor de un regulador de tres alte ga para C4
salida se mantenga constante. — terminales. Para que la regula- cuando se desconecta la fuente,
ativo de desca
ción seaelficiente, generalmen- Estos y otros aspectos de dise
S de alimenta:
vegulado sea, por lo — ciónreguladas serán
V mayor que el vol- en detalle más adelante
ida deseado. Esta di
a obtener voltajes de te se requiere que el voltaje de — ño de las fu
enores que el voltaje entrada no
de referencia, debe utilizarse la menos, 2.5
configuración mostrada en la tajede
figura 8.25b. En este caso, el ferencia mínima se denomina Loscireuitos in
-grados re
no. guladores de voltaje de tres ter-
voltaje de sali
nte formula: dropout y en algunos casos minales vienen normalmente en
puede ser un inconveniente. — — las presentaciones mostradas en
Vane la figura 8.27. En la misma fi
Vour= VRER x Be ig
Los condensadores fltrode _ gurase indican también los si
entrada (C1) y de salida (C4) se bolos uilizados para identificar
Reguladores fijos de excogen normalmente de modo estos dispositivosen los día
tres terminales «uetengan,respectivamente,ca- mas esquemäticos y la estruc
Actualmente, la gran mayoría pacitanias equivalentes del or- traintemasimplificadacomún
de fuentes de alimentación se den de 1000 y 100 porcada — atodos ellos.
Por rares | | roto
Figura 8.26 Estuctura básica de una fuente AC-OC con regulador do voli de tes terminates
maalamäximacorrientedesea- contruyen utilizando os llama- — amper
dda sea del orden de 0.5V. Cuan- dos reguladores de tres term
doestacorienteexcedeel limite nales, Este tipode circuitos in- de carga de S0OmA, Cl y C4
Fijado, se activa automáticamen
te un cireuito interno de limita indi
ción de corriente que
o de corriente de carga.
Por ejemplo, para una corriente
cgrados, como su nombre Io pueden ser respectivamente, de
poseen solamente tres 4704 y 47pE. La función de
la reduce terminales: uno que recibe la C4csmejorarlarespuedelcir
tensión de entrada no regul
cuito ante los cambios repent:
da, otro que proporcio!
Las resistencias RI y R2 sión de salida regula
aten- nos de la coniente de carga
otro,
proporcionan al LM723 una que actiia como tierra o punto Los condensadores C2 y
muestra fracción del voltajede común de referencia, C3 son usualmente de 0.1)F à
salida, Esta muestra es compa: ¿Op Mejoran la inmunidad al
cada con el voltaje de referen- Enlafigura8.26semues- ruido del sistema. Finalmente,
cia y utilizada para controlar
tra la estructura básica de una el diodo DI protege el regula
conducción del transistor de fuente AC-DC desarrollada al- dor, proporcionando un camino
paso de modo que el voltaje de rededor de un regulador de tres alte ga para C4
salida se mantenga constante. — terminales. Para que la regula- cuando se desconecta la fuente,
ativo de desca
ción seaelficiente, generalmen- Estos y otros aspectos de dise
S de alimenta:
vegulado sea, por lo — ciónreguladas serán
V mayor que el vol- en detalle más adelante
ida deseado. Esta di
a obtener voltajes de te se requiere que el voltaje de — ño de las fu
enores que el voltaje entrada no
de referencia, debe utilizarse la menos, 2.5
configuración mostrada en la tajede
figura 8.25b. En este caso, el ferencia mínima se denomina Loscireuitos in
-grados re
no. guladores de voltaje de tres ter-
voltaje de sali
nte formula: dropout y en algunos casos minales vienen normalmente en
puede ser un inconveniente. — — las presentaciones mostradas en
Vane la figura 8.27. En la misma fi
Vour= VRER x Be ig
Los condensadores fltrode _ gurase indican también los si
entrada (C1) y de salida (C4) se bolos uilizados para identificar
Reguladores fijos de excogen normalmente de modo estos dispositivosen los día
tres terminales «uetengan,respectivamente,ca- mas esquemäticos y la estruc
Actualmente, la gran mayoría pacitanias equivalentes del or- traintemasimplificadacomún
de fuentes de alimentación se den de 1000 y 100 porcada — atodos ellos.
a) Presentaciones íicas
legulador postwo
») Diagrama interno de bloques.
gn am
enfaaa |" 790 3a
Rogulador negative
© Simbología
‘Figura 8.27 Reguladores de votaje de tes terminales (series 78XX y 79XX)
Los reguladores de tres
terminales de cápsula metäli
ca TO-39 (H) y plástica TO-
92 (Z) pueden proporcionar
corrientes hasta de 100mA, los
de cápsula TO-220 (T) co-
rrientes hasta de LA y los de
cápsula TO-3 (K) corrientes
superiores a 1A (hasta SA, in
clusive). En este último caso,
la cápsula act
terminal. También se dispone
de versiones para montaje su
perficial como las cápsul
TO-263 (S) y SOIC (M).
om tercer
Los reguladores de tres ter
minales estándares se agrupan
básicamente
series: una constituida por dis
positivos con referencia de la
forma 78xxy y otra por disposi-
cia dela forma
sn dos Familias o
tivos con refer
LM340yxx. Todos estos dispo-
sitivos proporcionan voltajes
de salida positivos fijos. Las
versiones de polaridad ne
a se desigan n
ferencias genéricas “79xxy” y
LM320y-x
En todos los casos, *
corresponde al voltaje de salida
e*y al estilo de la cápsula. Por
ejemplo, el LM7805K es un
gulador de +5V (positivo)en
ipsula tipo K (TO-3), mien.
tras que el LM320T12 es un
lador de -12V (negativo)
encápsulatipoT (TO-220). La
Tabla 8.4 relaciona las prin.
sticas de al
uladores positivos y
cipales carac
negativos comunes. En todos
estos casos, el voltaje de en-
trada debe estar, por lo menos,
2.5V por encima del voltaje
de salida especi
En la figura 8.28 se n
tran al nplos de eir-
cuitos de regulación básicos
mos ej
estándares anteriores. El
uito de la figura 8.28a en-
trega una tensión de salida
positiva fija, el de la figura
8.28b una tensión de salida
negativa fija, el de la figura
8.28c una tensión dual de do-
ble polaridad fija y el de la fi
gura 8.28d una tensión posi-
tiva ajustable
En este último caso,
tensión de salida (Vo) de-
pende de la tensión nominal
del regulador (VX) y de los
valores de RI y R2 según la
fórmula:
Vo=vn-+(¥¥-sta}n2
siendo 1Q un parimetro
denominado corriente de
poso, suministrado por el fa-
bricante y que es típicamente
legulador postwo
») Diagrama interno de bloques.
gn am
enfaaa |" 790 3a
Rogulador negative
© Simbología
‘Figura 8.27 Reguladores de votaje de tes terminales (series 78XX y 79XX)
Los reguladores de tres
terminales de cápsula metäli
ca TO-39 (H) y plástica TO-
92 (Z) pueden proporcionar
corrientes hasta de 100mA, los
de cápsula TO-220 (T) co-
rrientes hasta de LA y los de
cápsula TO-3 (K) corrientes
superiores a 1A (hasta SA, in
clusive). En este último caso,
la cápsula act
terminal. También se dispone
de versiones para montaje su
perficial como las cápsul
TO-263 (S) y SOIC (M).
om tercer
Los reguladores de tres ter
minales estándares se agrupan
básicamente
series: una constituida por dis
positivos con referencia de la
forma 78xxy y otra por disposi-
cia dela forma
sn dos Familias o
tivos con refer
LM340yxx. Todos estos dispo-
sitivos proporcionan voltajes
de salida positivos fijos. Las
versiones de polaridad ne
a se desigan n
ferencias genéricas “79xxy” y
LM320y-x
En todos los casos, *
corresponde al voltaje de salida
e*y al estilo de la cápsula. Por
ejemplo, el LM7805K es un
gulador de +5V (positivo)en
ipsula tipo K (TO-3), mien.
tras que el LM320T12 es un
lador de -12V (negativo)
encápsulatipoT (TO-220). La
Tabla 8.4 relaciona las prin.
sticas de al
uladores positivos y
cipales carac
negativos comunes. En todos
estos casos, el voltaje de en-
trada debe estar, por lo menos,
2.5V por encima del voltaje
de salida especi
En la figura 8.28 se n
tran al nplos de eir-
cuitos de regulación básicos
mos ej
estándares anteriores. El
uito de la figura 8.28a en-
trega una tensión de salida
positiva fija, el de la figura
8.28b una tensión de salida
negativa fija, el de la figura
8.28c una tensión dual de do-
ble polaridad fija y el de la fi
gura 8.28d una tensión posi-
tiva ajustable
En este último caso,
tensión de salida (Vo) de-
pende de la tensión nominal
del regulador (VX) y de los
valores de RI y R2 según la
fórmula:
Vo=vn-+(¥¥-sta}n2
siendo 1Q un parimetro
denominado corriente de
poso, suministrado por el fa-
bricante y que es típicamente
del orden de 6 mA. La rela
ción VN/RI debe ser, como
mínimo, igual a tres veces la
corriente de reposo para obte-
ner un margen de regulación
aceptable,
Por ejemplo, si V
e 1Q=6mA, Rı debe ser me-
nor de SV/I8mA = 2770, di- GA
gamos 240Q. Por tanto, para
obtener un voltaje de salida
Vo=5.5V, R2 debe ser del or-
den de 19.22
‘Cuando se utilizan regula-
dores de tres terminales con-
vencionales, debe siempre te-
nerse en cuenta que la disipa-
ción de potencia es direct
te proporcional a la diferencia.
entre el voltaje de entrada y el
voltaje de salida. Para un re
lador de SV, LA, por ejemplo,
la disipación de potencia con
un voltaje de entrada de 7.5V
(mínimo)sería apenas de 25W,
mientras que con un voltaje de
entrada de 35V (máximo) se
ría de 30W. Por esta razón,
cuando se trabajan a su capac
dad máxima de corriente,
tipo de dispositivos deben ser
protegidos mediante un disipa
dor de calor.
Las series 78/79 y LM340/320
jos de tres terminales dispon
bles. Otros ejemplo comunes son
e1LMM09 G5V/1A) el LMB23A,
G5V/3A), el LM345 (SVAA)
ción VN/RI debe ser, como
mínimo, igual a tres veces la
corriente de reposo para obte-
ner un margen de regulación
aceptable,
Por ejemplo, si V
e 1Q=6mA, Rı debe ser me-
nor de SV/I8mA = 2770, di- GA
gamos 240Q. Por tanto, para
obtener un voltaje de salida
Vo=5.5V, R2 debe ser del or-
den de 19.22
‘Cuando se utilizan regula-
dores de tres terminales con-
vencionales, debe siempre te-
nerse en cuenta que la disipa-
ción de potencia es direct
te proporcional a la diferencia.
entre el voltaje de entrada y el
voltaje de salida. Para un re
lador de SV, LA, por ejemplo,
la disipación de potencia con
un voltaje de entrada de 7.5V
(mínimo)sería apenas de 25W,
mientras que con un voltaje de
entrada de 35V (máximo) se
ría de 30W. Por esta razón,
cuando se trabajan a su capac
dad máxima de corriente,
tipo de dispositivos deben ser
protegidos mediante un disipa
dor de calor.
Las series 78/79 y LM340/320
jos de tres terminales dispon
bles. Otros ejemplo comunes son
e1LMM09 G5V/1A) el LMB23A,
G5V/3A), el LM345 (SVAA)
Figura 8.29 Regulador LM317
CIO
Le
Loan
FN
Luro
ura
Lure
Laon
Luanne
15 LO s
05 tures
08 LMM 12-15
02 um 12,15
Vien
5.6.6, 12,18, 18.26
sa
51218
ay OKT
av KT
vt
os cy
Tabla 8.4 Reguladores de voltaje Hjos de ves terminales
ALP2ISO(SVILA),el LM2931
(SV/100mA), el LTIORS-S (SV
3a), ete. El LP2050, en p
805. pero te
«e dispone de
(OAV), También
hips, como el LM2984, q
cialmente reguladores fijos
ro poscen
salidas auilares para propósitos
car un microproces
Reguladores
ajustables de tres
terminales
Los reguladores de tres termi
nales discutidos an
suministran un voltaje de salida.
Fijo. predeterminado de Fábric
y limitado a los valores están-
¿ares disponibles. Aunque ta
bién es posible obtener con los
mismos un voltaje de salida su-
perioral valor nominal, figura
8.284, esto trac como conse:
¿cuencia un sacrificio de la re
temativa pues
to que pueden ser fácilmente
“prog
suministrar cualquier voltaje de
amados” ala medida para
salida dentro de un rango espe-
cin
ado sin perder sus caracte
den
Unejemplo típico der
lador ajustable de tres termina
les es el circuito integrado
LMBI7 de National Semicon-
ductors, Este chip puede pro-
porcionar voltajes de salida po-
sitivos desde +1.2V hasta
437V y corrientes de carga has
ta LSA en sus presentaciones
TO-3, TO-220 y TO-263. La
programación de
lida se realiza mediante dos re
CIO
Le
Loan
FN
Luro
ura
Lure
Laon
Luanne
15 LO s
05 tures
08 LMM 12-15
02 um 12,15
Vien
5.6.6, 12,18, 18.26
sa
51218
ay OKT
av KT
vt
os cy
Tabla 8.4 Reguladores de voltaje Hjos de ves terminales
ALP2ISO(SVILA),el LM2931
(SV/100mA), el LTIORS-S (SV
3a), ete. El LP2050, en p
805. pero te
«e dispone de
(OAV), También
hips, como el LM2984, q
cialmente reguladores fijos
ro poscen
salidas auilares para propósitos
car un microproces
Reguladores
ajustables de tres
terminales
Los reguladores de tres termi
nales discutidos an
suministran un voltaje de salida.
Fijo. predeterminado de Fábric
y limitado a los valores están-
¿ares disponibles. Aunque ta
bién es posible obtener con los
mismos un voltaje de salida su-
perioral valor nominal, figura
8.284, esto trac como conse:
¿cuencia un sacrificio de la re
temativa pues
to que pueden ser fácilmente
“prog
suministrar cualquier voltaje de
amados” ala medida para
salida dentro de un rango espe-
cin
ado sin perder sus caracte
den
Unejemplo típico der
lador ajustable de tres termina
les es el circuito integrado
LMBI7 de National Semicon-
ductors, Este chip puede pro-
porcionar voltajes de salida po-
sitivos desde +1.2V hasta
437V y corrientes de carga has
ta LSA en sus presentaciones
TO-3, TO-220 y TO-263. La
programación de
lida se realiza mediante dos re
Dependiendo del tipo de Enelcircuito dela figura LM317 imprime el voltaje de
encapsulado, el LM317 pue- 829a, RI se ut ferencia (1.25V) entre los
de estar designado como voltaje de salida, Cl para eli- — terminales de salida y de ajus-
LM317K (TO-3), LM317T | minarpulsosderuidoen laen- te, Este voltaje, produce sobre
za ajustar el
(10-220), LM3178 (70-263) trada y C2 para mejorarlares- R una corriente
o LM3I7H (TO-39). Esta úl- puesta ransitria de salida. El
tima versión suministra hasta valor de este último debe es In=VREr
0.5A. También se dispone de tar entre IF y 1000UF. El Ri
una versión de alto voltaje condensadorCi puede omitir
(LMBI7HV) que acepta vol- se cuando el filo de rizado. —— Estacorrentecirculacon
tes de entrada hasta de-+57V está muy cerca del pin VIN. juntamente con TADS a través
y de una versión de baja co- ‘de R2 generando una caida
rriente (LM317L) que
ga hasta 100mA. Todos estos ponentes indicados, el circui-
re- Con los valores de com
VR:
(14 laDu)R2
circuitos cuentan con protec- to suministra voltajes regula-
rtocircuito y ca- dos desde 1.2V hasta 25V y
ción contra
lentamiento excesivo, corrientes de carga hasta de Lasumade VREF con VR2
1.5. El voltaje de salida se produce el voltaje de salida
El LM317 suministra vol- puede evaluar mediante la si- (VOUT). Típicamente, IADJ es
tajes de salida positivos. Su — guiente formula: del orden de SOYA (100A,
aria es el máximo). El valor recomendo.
) ara RL es 2
ae (1482)+ in do para RI es 2409.
Vour=Vi N + ou)
versión complemeı
circuito integrado LM337, el
cual proporciona voltajes n
gativos desde 1.2V hasta 37V EILM317 proporcion:
y corrientes de carga hasta siendo VREF=1.25V el pi una regulación del
0.5A en su presentación TO- _ voltajederefereneinelaDıun 0.1% para corrientes de carga
39 (LM337H) o superiores a parámetro propio del disposi- entre 10mA
1.5A en sus presentaciones _ tivo denominado corriente de — que esta regulación se manten-
TO-3 (LM337K) y TO-220 - ajuste, El funcionamiento del
(LM337T) circuito se explica en la figu- te que RI esté conectado fis
ra 8.29b. En operación, el — camente a la salida del regu,
esimportan-
Elcircuito básico de utiliza
ción del LM317 como regula
dorajustable:
gura 8.299. Observe que el dis-
positivo posee un terminal de
entrada (VIN, pin 2), un termi
nal de salida (VOUT, pin 3) y un
terminal de ajuste (ADI, pin 1),
Este último susttuye el termi
de tierra de los reguladores fijos.
En|a version negativa (M337),
el pin 1 es el terminal de
(ADD, el 2el de salida (VOUT) Figura 8.308 Rogulador ajustable LM317 con filtro de rizado on ADJ y
y el 3 el de entrada (VIN) lodos de protección
e muestra enla fl
encapsulado, el LM317 pue- 829a, RI se ut ferencia (1.25V) entre los
de estar designado como voltaje de salida, Cl para eli- — terminales de salida y de ajus-
LM317K (TO-3), LM317T | minarpulsosderuidoen laen- te, Este voltaje, produce sobre
za ajustar el
(10-220), LM3178 (70-263) trada y C2 para mejorarlares- R una corriente
o LM3I7H (TO-39). Esta úl- puesta ransitria de salida. El
tima versión suministra hasta valor de este último debe es In=VREr
0.5A. También se dispone de tar entre IF y 1000UF. El Ri
una versión de alto voltaje condensadorCi puede omitir
(LMBI7HV) que acepta vol- se cuando el filo de rizado. —— Estacorrentecirculacon
tes de entrada hasta de-+57V está muy cerca del pin VIN. juntamente con TADS a través
y de una versión de baja co- ‘de R2 generando una caida
rriente (LM317L) que
ga hasta 100mA. Todos estos ponentes indicados, el circui-
re- Con los valores de com
VR:
(14 laDu)R2
circuitos cuentan con protec- to suministra voltajes regula-
rtocircuito y ca- dos desde 1.2V hasta 25V y
ción contra
lentamiento excesivo, corrientes de carga hasta de Lasumade VREF con VR2
1.5. El voltaje de salida se produce el voltaje de salida
El LM317 suministra vol- puede evaluar mediante la si- (VOUT). Típicamente, IADJ es
tajes de salida positivos. Su — guiente formula: del orden de SOYA (100A,
aria es el máximo). El valor recomendo.
) ara RL es 2
ae (1482)+ in do para RI es 2409.
Vour=Vi N + ou)
versión complemeı
circuito integrado LM337, el
cual proporciona voltajes n
gativos desde 1.2V hasta 37V EILM317 proporcion:
y corrientes de carga hasta siendo VREF=1.25V el pi una regulación del
0.5A en su presentación TO- _ voltajederefereneinelaDıun 0.1% para corrientes de carga
39 (LM337H) o superiores a parámetro propio del disposi- entre 10mA
1.5A en sus presentaciones _ tivo denominado corriente de — que esta regulación se manten-
TO-3 (LM337K) y TO-220 - ajuste, El funcionamiento del
(LM337T) circuito se explica en la figu- te que RI esté conectado fis
ra 8.29b. En operación, el — camente a la salida del regu,
esimportan-
Elcircuito básico de utiliza
ción del LM317 como regula
dorajustable:
gura 8.299. Observe que el dis-
positivo posee un terminal de
entrada (VIN, pin 2), un termi
nal de salida (VOUT, pin 3) y un
terminal de ajuste (ADI, pin 1),
Este último susttuye el termi
de tierra de los reguladores fijos.
En|a version negativa (M337),
el pin 1 es el terminal de
(ADD, el 2el de salida (VOUT) Figura 8.308 Rogulador ajustable LM317 con filtro de rizado on ADJ y
y el 3 el de entrada (VIN) lodos de protección
e muestra enla fl
LMS17 [Desde +12V hasta +37V | 1.54
1ma17 — |Desdo-+12V hasta +37V | 05A
LmsızHv | Desdo-+12V hasta 457V | 1.54
LMSt7HV | Desde +12V hasta +57V | 0.5A
wae | Desdo +1.2V hasta 432V | 5a
ane Lmai7 | Desde +1.2V hasta +37V | 100ma
1350 | Desde +1.2V hasta +32V | 304
TL789C | Desde 1.3V hasta 125V
Ano: A Lr1096cP | Desde 1.3V hasta 30V.
32
Figura 8.305 Regulador con
LM317 ajustable desde OV
Lrt0980K
Lm339 | Desde-1.2V hasta -32V
lador. Asfseminimizaelefec- [14337 | Desde-1.2Vhasta-37V
to de cualquier resistencia pa- [44397 | Desde -1.2V hasta av
usar | Desde -1.2V hasta -47V
cia. Estasituación se ilustraen | LMS7HV,
la figura 8.29e, donde Rs re- [1MSS7L
Desde 1.2V hasta S2V
Desde -1.2V hasta ATV
Desde -1.2V hasta-37V.
07a
158
En]
154
osA
154
05a
100mA
presenta la resistencia parási-
ta, Esta última, debida por
nplo alos conduct
cableado, surge cuando RI circuito de la figura
está conectada más cerca del la conf
terminal de carg
salida, En el Ejercicio 8.4 se LM317 pa
Figura 8306. Fuente simétrica ajustable desde OV h
MOI y L397
ta #18V con
so práctico. El
29a cs
iguraciôn estándar de
que del de un regulador ajustable con
à la mayoría de si
Tabla 8.5 Reguladores de tres terminales ajustables comunes
tuaciones prácticas. Sin em:
bargo, es posible introducir al.
gunas mejoras. Por ejemplo,
para minimizar el rizado y pro:
veer una mayor inmunidad al
ruido, puede conectarse un
condensador de 1OUF entre
ADI y tierra, como se indica
cena figura 8.304. Los diodos
DI y D2 protegen el regula
dor de las altas corrientes de
descarga que puedan generar
Cl y C2 cuando se suspende
el voltaje de entrada, Este tipo
de protección también se apli-
ca a los reguladores fijos.
El LM317 sólo permite
obtener voltajes de salida
por encima del valor de su
referencia interna (1.25V)
En muchas aplicaciones es
seable disponer de tensio-
1ma17 — |Desdo-+12V hasta +37V | 05A
LmsızHv | Desdo-+12V hasta 457V | 1.54
LMSt7HV | Desde +12V hasta +57V | 0.5A
wae | Desdo +1.2V hasta 432V | 5a
ane Lmai7 | Desde +1.2V hasta +37V | 100ma
1350 | Desde +1.2V hasta +32V | 304
TL789C | Desde 1.3V hasta 125V
Ano: A Lr1096cP | Desde 1.3V hasta 30V.
32
Figura 8.305 Regulador con
LM317 ajustable desde OV
Lrt0980K
Lm339 | Desde-1.2V hasta -32V
lador. Asfseminimizaelefec- [14337 | Desde-1.2Vhasta-37V
to de cualquier resistencia pa- [44397 | Desde -1.2V hasta av
usar | Desde -1.2V hasta -47V
cia. Estasituación se ilustraen | LMS7HV,
la figura 8.29e, donde Rs re- [1MSS7L
Desde 1.2V hasta S2V
Desde -1.2V hasta ATV
Desde -1.2V hasta-37V.
07a
158
En]
154
osA
154
05a
100mA
presenta la resistencia parási-
ta, Esta última, debida por
nplo alos conduct
cableado, surge cuando RI circuito de la figura
está conectada más cerca del la conf
terminal de carg
salida, En el Ejercicio 8.4 se LM317 pa
Figura 8306. Fuente simétrica ajustable desde OV h
MOI y L397
ta #18V con
so práctico. El
29a cs
iguraciôn estándar de
que del de un regulador ajustable con
à la mayoría de si
Tabla 8.5 Reguladores de tres terminales ajustables comunes
tuaciones prácticas. Sin em:
bargo, es posible introducir al.
gunas mejoras. Por ejemplo,
para minimizar el rizado y pro:
veer una mayor inmunidad al
ruido, puede conectarse un
condensador de 1OUF entre
ADI y tierra, como se indica
cena figura 8.304. Los diodos
DI y D2 protegen el regula
dor de las altas corrientes de
descarga que puedan generar
Cl y C2 cuando se suspende
el voltaje de entrada, Este tipo
de protección también se apli-
ca a los reguladores fijos.
El LM317 sólo permite
obtener voltajes de salida
por encima del valor de su
referencia interna (1.25V)
En muchas aplicaciones es
seable disponer de tensio-
nes desde OV. Una forma (erde 4 Uilizando
sencilla de lo
à configuraciôn de la figura 83%, con RI=2400,
ar esto últi- | determine: (a) El valor de R2 necesario para obtener un voltaje de salida
mo es utilizando un diodo |(VOLT) de 15V sin carga. Asuma JaD3=1004A. (b) El valor de Vi. con
RL=1 562 y Rss0.0582 conectada en sere con la carga. (6) El valor de VL con
R1=150 y Rs=0.050 conectada en serie con el voltaje de referencia. En
cada caso, determine también el porcentaje de regulación sobre la carga,
zener como se indica en la
gura 8.30b,
En este circuito, DI pro- | Respuestas.) 2.599, 0%. (b) 14.95V, 0.33%. () 1443V. 38%
porciona un voltaje de refe-
rencia Vz de la misma mag.
nitud de VREF, pero de signo |
contrario. Nuevamente, el
voltaje de salida depende de | Portamo, a corriente, el voltaje y el valor de resistencia asociados con R2
la relación RI/R2. Observe. | deben se, respectivamente
que se necesita un voltaje de
entrada ne
Solución. (a) La corriente a través de RI es
EPRI L2SVi2400
21mA
Beil + 14D) =5.21mA +0.1mA
tivo para alimen- | Ÿ2 2 our Vu = 15V - 125V
tar el zener. También se re- | R2= v212= 13.75V/5.31mA.
quiere una resistencia de dre
ms (b) En est caso, VOUT (1SV) se reparte entre RS y RL. Por tato, el voltaje
sobre lt carga (VL) y la regulación de voltaje (RV) son:
El LM317 puede ser uti- | yı = Vour x RLARS+RL) = 15V x 1501500050) = 1495V
conjunción con el. | RV =100(VOUT-VLNVoUT= 100 (ISV-14 9SVVISV = 0.33%
LM337 para obtener una fuen-
te de alimentación simétrica
como la mostra
(€) En ese caso, ver figura 8.2%, VREF (1.25V) se repare ete Rs y RI y
Vi. entre RI y R2, Designando como Vs, VI y V2, respectivamente, las
a en la figu= | caidas de voltaje a través de Rs, RI y R2, los valores de Vi y Vier sería
ra 8.30c. Esta fuente, e
ticular, es variable des
hasta=15V y puede proporcio-
Vare=125=V5+V1 [I]
VL= VI V2 5)
nar corrientes de carga hasta | Denominado las corrientes a través de Rs, RI, R2y RL como ls, 1 el,
de 1.5A. El control del voltaje. | respectivamente, las caídas de voltaje comespondientes sobre estas ress
de salida se realiza mediante | tencias serían, en forma algebrica las siguentes:
PL. Los diodos zener DI y D2
PI. Las diodos zener D Vv, un als = Ra + Rsk 0051140051 BY
Pepe À 7 Vi = HR = 24011 14]
voltaje auxiliar de +1 AV para | V2 2 (1-1 AmR = 1RZ+ AIR = 2901 + 0259 {SI
la parte negativa y de -14V | VL=ILRL= 1511 io}
para la parte positiva.
Por tato, reemplazando las ecuaciones [3 y 14] enla
es 141.15) y 16] en la ecuación (2), obtendría
Otros ejemplos de regula.
dores ajustables de tres termi- 0511 +00SIL. + 24011 = 2400511 + 008m, 7
nales comunes se relacionan | VL= vi + V2 =24011 + 259011 + 0.259 = 283011 + 0.259 ISI [8]
en la Tabla 8.
Res “Tame, | Resolviendo este sistema se encuentra que IL=0.962A. Por tato
cipales características. Tam:
bién se dispone de regulado- | y
res ajustables positivos y ne- | RV
gativos de 4.0 más pines para
aplicaciones especiales.
ILRL=0962A x 1582 = 1443
100(VoUT-VLVVouT = 100 (15V-14:43VNI5V
Por tanto, la regulación ha empeorado 11.5 veces co
pecto al caso (b)
sencilla de lo
à configuraciôn de la figura 83%, con RI=2400,
ar esto últi- | determine: (a) El valor de R2 necesario para obtener un voltaje de salida
mo es utilizando un diodo |(VOLT) de 15V sin carga. Asuma JaD3=1004A. (b) El valor de Vi. con
RL=1 562 y Rss0.0582 conectada en sere con la carga. (6) El valor de VL con
R1=150 y Rs=0.050 conectada en serie con el voltaje de referencia. En
cada caso, determine también el porcentaje de regulación sobre la carga,
zener como se indica en la
gura 8.30b,
En este circuito, DI pro- | Respuestas.) 2.599, 0%. (b) 14.95V, 0.33%. () 1443V. 38%
porciona un voltaje de refe-
rencia Vz de la misma mag.
nitud de VREF, pero de signo |
contrario. Nuevamente, el
voltaje de salida depende de | Portamo, a corriente, el voltaje y el valor de resistencia asociados con R2
la relación RI/R2. Observe. | deben se, respectivamente
que se necesita un voltaje de
entrada ne
Solución. (a) La corriente a través de RI es
EPRI L2SVi2400
21mA
Beil + 14D) =5.21mA +0.1mA
tivo para alimen- | Ÿ2 2 our Vu = 15V - 125V
tar el zener. También se re- | R2= v212= 13.75V/5.31mA.
quiere una resistencia de dre
ms (b) En est caso, VOUT (1SV) se reparte entre RS y RL. Por tato, el voltaje
sobre lt carga (VL) y la regulación de voltaje (RV) son:
El LM317 puede ser uti- | yı = Vour x RLARS+RL) = 15V x 1501500050) = 1495V
conjunción con el. | RV =100(VOUT-VLNVoUT= 100 (ISV-14 9SVVISV = 0.33%
LM337 para obtener una fuen-
te de alimentación simétrica
como la mostra
(€) En ese caso, ver figura 8.2%, VREF (1.25V) se repare ete Rs y RI y
Vi. entre RI y R2, Designando como Vs, VI y V2, respectivamente, las
a en la figu= | caidas de voltaje a través de Rs, RI y R2, los valores de Vi y Vier sería
ra 8.30c. Esta fuente, e
ticular, es variable des
hasta=15V y puede proporcio-
Vare=125=V5+V1 [I]
VL= VI V2 5)
nar corrientes de carga hasta | Denominado las corrientes a través de Rs, RI, R2y RL como ls, 1 el,
de 1.5A. El control del voltaje. | respectivamente, las caídas de voltaje comespondientes sobre estas ress
de salida se realiza mediante | tencias serían, en forma algebrica las siguentes:
PL. Los diodos zener DI y D2
PI. Las diodos zener D Vv, un als = Ra + Rsk 0051140051 BY
Pepe À 7 Vi = HR = 24011 14]
voltaje auxiliar de +1 AV para | V2 2 (1-1 AmR = 1RZ+ AIR = 2901 + 0259 {SI
la parte negativa y de -14V | VL=ILRL= 1511 io}
para la parte positiva.
Por tato, reemplazando las ecuaciones [3 y 14] enla
es 141.15) y 16] en la ecuación (2), obtendría
Otros ejemplos de regula.
dores ajustables de tres termi- 0511 +00SIL. + 24011 = 2400511 + 008m, 7
nales comunes se relacionan | VL= vi + V2 =24011 + 259011 + 0.259 = 283011 + 0.259 ISI [8]
en la Tabla 8.
Res “Tame, | Resolviendo este sistema se encuentra que IL=0.962A. Por tato
cipales características. Tam:
bién se dispone de regulado- | y
res ajustables positivos y ne- | RV
gativos de 4.0 más pines para
aplicaciones especiales.
ILRL=0962A x 1582 = 1443
100(VoUT-VLVVouT = 100 (15V-14:43VNI5V
Por tanto, la regulación ha empeorado 11.5 veces co
pecto al caso (b)
Experimento 8.2
Analisis DC de una fuente
Objetivos
1. Analizar la operación gene
ral de una fuente DC regula-
da alimentada desde una
fuente AC.
2.Comprobar la
de un r
cción básica
ulador de voltaje
con los cambios en la co-
rriente de carg
3.Comprobar la acción bas
de un regulador de voltaje
con los cambios en el volta-
je de entrada.
4.Comprobar el ef
regulación de u
cia en serie con el voltaje di
«io en la
resisten:
5 Familiarizarse con la utiliza
ción del re
Descripción
del circuito
Enla figura sc mesa e ia
grama esquemático del circuito
‘mento paraey
regulada
tamiento de una fuente regula-
da. Este
desde el punto de vista DC oes
ático, es decir sin considerarlas
isis serd realizado
variaciones (ripple) que puedan.
tener los voltajes de entrada y de
salida con respecto a su valor
edio o DC. Paraello, utilizar
mos un voltimetro digital DC.
El circuito de prueba está
desarrollado alrededor de un
ogulador LM317 (Ul) y tiene
exactamente la misma estructu=
ra del dea figura 8.30a.
so, el voltaje de entrada DC
no regulado lo proporciona u
rectficador de onda completa
alimentado desde la fuente AC
del entrenador EB-1. ¿Qué fun-
ción cumplen cs
componentes del circuito?
este
la uno de los
como JUL, conect
salida de Ul y el nodo B, debe
Lista de materiales
‘Componentes pasivos.
Resistencias
I= 2400, 8%, 14W
D ajustable. mutivuota
Ru 560, 2W (carga A)
is 1000, 1W (carga B)
Rs = 0.10, 12W
Gondensadores
(Cr=1000) 255, electoiico
AUF, cerámico o poster
¡Ca=47uE/ASV, olectrllico
(CA TOUF/TEV. 0
Semiconductores
1-06: Diodes reciicadores de
AAOOV (1N4004 o equivalomtos)
Circuitos integrados:
Ut: Reguiadorajustable de es
terminales LMS17T (TO-220)
Instrumentos
1 Mulimeto digital (OMM)
1 Entrenador GEKIT EB-1 0
Y Protoboard
1 Transtormador
Cable do potencia
() Et: HSV 0 220V, £2:6V, Vy
121 Ie500mA
Otros
"Alambres de conesión NP 22AWS.
aliados, cortaros, pinzas
Analisis DC de una fuente
Objetivos
1. Analizar la operación gene
ral de una fuente DC regula-
da alimentada desde una
fuente AC.
2.Comprobar la
de un r
cción básica
ulador de voltaje
con los cambios en la co-
rriente de carg
3.Comprobar la acción bas
de un regulador de voltaje
con los cambios en el volta-
je de entrada.
4.Comprobar el ef
regulación de u
cia en serie con el voltaje di
«io en la
resisten:
5 Familiarizarse con la utiliza
ción del re
Descripción
del circuito
Enla figura sc mesa e ia
grama esquemático del circuito
‘mento paraey
regulada
tamiento de una fuente regula-
da. Este
desde el punto de vista DC oes
ático, es decir sin considerarlas
isis serd realizado
variaciones (ripple) que puedan.
tener los voltajes de entrada y de
salida con respecto a su valor
edio o DC. Paraello, utilizar
mos un voltimetro digital DC.
El circuito de prueba está
desarrollado alrededor de un
ogulador LM317 (Ul) y tiene
exactamente la misma estructu=
ra del dea figura 8.30a.
so, el voltaje de entrada DC
no regulado lo proporciona u
rectficador de onda completa
alimentado desde la fuente AC
del entrenador EB-1. ¿Qué fun-
ción cumplen cs
componentes del circuito?
este
la uno de los
como JUL, conect
salida de Ul y el nodo B, debe
Lista de materiales
‘Componentes pasivos.
Resistencias
I= 2400, 8%, 14W
D ajustable. mutivuota
Ru 560, 2W (carga A)
is 1000, 1W (carga B)
Rs = 0.10, 12W
Gondensadores
(Cr=1000) 255, electoiico
AUF, cerámico o poster
¡Ca=47uE/ASV, olectrllico
(CA TOUF/TEV. 0
Semiconductores
1-06: Diodes reciicadores de
AAOOV (1N4004 o equivalomtos)
Circuitos integrados:
Ut: Reguiadorajustable de es
terminales LMS17T (TO-220)
Instrumentos
1 Mulimeto digital (OMM)
1 Entrenador GEKIT EB-1 0
Y Protoboard
1 Transtormador
Cable do potencia
() Et: HSV 0 220V, £2:6V, Vy
121 Ie500mA
Otros
"Alambres de conesión NP 22AWS.
aliados, cortaros, pinzas
132
Entonador E8:1
Figura 1. Circulo oxporimental para
comprobar la operación L
regulada
ser un jumper o puente de alam-
bre removible. Será utilizado
más adelante para comprobarel
sita Rs en serie con el regulador
(ver figura 8290)
Los nodos designados
como “P” y “Q" son las entra
das AC del rectficador. Entre
estos puntos se aplica un volta
je AC de 12V, 9V 0 6V (
ms) suministrado por el
que denominaremos VPO, pue-
de ser de 60Hz o SOHz depen-
diendo del país.
El nodo “A” es la entrada
DC no regulada. Entre este
punto y tierra queda aplicado.
el voltaje DC de salida del rec-
tificador. El nodo “B” es la sa-
lida DC regulada. Entre este
a esti disponible
DC de alimentación
Finalmente, el nodo"C” es
a de referencia flotante
del regulador. Entre este punto
y tierra queda aplicado el vol-
taje de control del LM317
(Ub). Los voltajes de los pun-
Los A, By C con respecto atie-
tra los designaremos, en su or-
den, como VA, VB y VC
Inicialmente ajustaremos
el valor de VB en
(6.0VDC) en condiciones de
circuito abierto, es de
carga. A continuac
naremos el comporta!
de VA, VB y VC en condic
nes de carga para distintos va-
lores de VPQ (12V, 9V y 6V)
y de RL (560 y 1000). Por
último, comprobaremos como
se afecta VL=VB, y por consi:
la regulación de la
fuente, como resultado de la.
existencia de una re
parásita (Rs=0.102) en seri
cia de voltaje,
ser
Procedimiento
1. Arme sobre el protoboard el
circuito de la figura 1. Ini
cialmente, conecte las entr
das “P” y “Q” del rectfic
dor ala salidas “0” y “127 de
la fuente AC del Entrenador
EB-1. De este modo, el cir-
cuito quedar
12VAC. No conecte la carga
a es de salida has.
ta que se le indique.
alimentado con
os termin:
Entonador E8:1
Figura 1. Circulo oxporimental para
comprobar la operación L
regulada
ser un jumper o puente de alam-
bre removible. Será utilizado
más adelante para comprobarel
sita Rs en serie con el regulador
(ver figura 8290)
Los nodos designados
como “P” y “Q" son las entra
das AC del rectficador. Entre
estos puntos se aplica un volta
je AC de 12V, 9V 0 6V (
ms) suministrado por el
que denominaremos VPO, pue-
de ser de 60Hz o SOHz depen-
diendo del país.
El nodo “A” es la entrada
DC no regulada. Entre este
punto y tierra queda aplicado.
el voltaje DC de salida del rec-
tificador. El nodo “B” es la sa-
lida DC regulada. Entre este
a esti disponible
DC de alimentación
Finalmente, el nodo"C” es
a de referencia flotante
del regulador. Entre este punto
y tierra queda aplicado el vol-
taje de control del LM317
(Ub). Los voltajes de los pun-
Los A, By C con respecto atie-
tra los designaremos, en su or-
den, como VA, VB y VC
Inicialmente ajustaremos
el valor de VB en
(6.0VDC) en condiciones de
circuito abierto, es de
carga. A continuac
naremos el comporta!
de VA, VB y VC en condic
nes de carga para distintos va-
lores de VPQ (12V, 9V y 6V)
y de RL (560 y 1000). Por
último, comprobaremos como
se afecta VL=VB, y por consi:
la regulación de la
fuente, como resultado de la.
existencia de una re
parásita (Rs=0.102) en seri
cia de voltaje,
ser
Procedimiento
1. Arme sobre el protoboard el
circuito de la figura 1. Ini
cialmente, conecte las entr
das “P” y “Q” del rectfic
dor ala salidas “0” y “127 de
la fuente AC del Entrenador
EB-1. De este modo, el cir-
cuito quedar
12VAC. No conecte la carga
a es de salida has.
ta que se le indique.
alimentado con
os termin:
Una vez armado y revisa-
nador EB-1. Proceda entonces.
a ajustar el voltaje de salida.
2. Configure su multímetro dí
ital como voltimetro DC. Si
este último no es auto
seleccione elrango de20VDC.
rang,
3. Conecte el multímetro entre
el nodo B (+) y tierra (-).Ac=
cione entonces, lentamente y
(con una herramienta apropia-
do, el trimmer R2 hasta que
el valor de Vn leído en el
multímetro sea exactamente
de 6.0VDC
Asegúrese de no reajustar
R2 durante el resto del expe-
rimento, ni de realizar accio-
nes bruscas que puedan des-
ajustarlo accidentalmente. Es-
tas precauciones son muy im-
portantes para interpretrar co-
rectamente los resultados.
4. Mida el valor DC de los
voltajes de entrada (VA), de
salida (VB) y de control (VC)
cconectando la punta negati-
va del multimetro a tierra
(GND) y la punta positiva al
nodo correspondiente (A, B
© C). Consigne los valores
obtenidos para VA, VB y VC
en una tabla. En nuestro
los resultados obteni-
n los siguientes:
veo |.va [vs | ve
1av |1715v|5ov [a7sv
Note que la diferen
potencial entre los nodos “B” y
"°C", es decir VB-VC, es igual a
1.25V. Esta condición siempre
se mantendrá mientras el cir-
cuito esté regulando, ¿Por qué?
5. Verifiquemos ahora el com.
portamiento del circuito con
los cambios en la corriente
e una resistencia de
ga de $60 (RLI) entre el
modo B y tierra, como sein
dica en la figura 2. Hecho
esto, mida nuevamente VA,
Va y VC como en el paso
4. Consigne los valores ob-
venidos en una tabla. Hecho
est, retire
carga. En muestro e
resultados obtenidos fueron
los si
vientes
wo] va | ve | vo
av | wasv] soe | avav
Tabla 2A Volejes medios con
Vro=12V y Rix562
6. Compare los valores del
voltaje de salida VB sin car-
a (Tabla 1) y con carga
os
(Tabla 2). Calcule entonces
el porcentaje de regulación
dela fuente utilizando la för
mula (ver página 194)
En nuestro caso, para
1602, los valores de VAL y
VFL son 6.0V y 5.99V, respec-
tivamente. Esto implica que
RV=0.17%. Para el LM317,
los valores típico y máximo
especificados para ste pars
tro son 0.1% y 0.5%. Portan-
10, el valor obtenido está dei
tro de las especificaciones.
7. Repita los pasos 5 y 6 con
‘una resistencia de carga de
1000 (RL2). En nuestro
caso, los resultados obteni-
dos fucron los siguientes:
vea] va | vs | vo | av
ara [0.17%
EJ
12 [ias
Tabla 28. Votajos medidos con
Vec=120 y AL=1000
Note que no cambian RV ni
VB-VC ¿Por qué?
Tabla 1. Votajes medidos sin carga Figura 2. Conexión de la resistencia de carga (Ri)
nador EB-1. Proceda entonces.
a ajustar el voltaje de salida.
2. Configure su multímetro dí
ital como voltimetro DC. Si
este último no es auto
seleccione elrango de20VDC.
rang,
3. Conecte el multímetro entre
el nodo B (+) y tierra (-).Ac=
cione entonces, lentamente y
(con una herramienta apropia-
do, el trimmer R2 hasta que
el valor de Vn leído en el
multímetro sea exactamente
de 6.0VDC
Asegúrese de no reajustar
R2 durante el resto del expe-
rimento, ni de realizar accio-
nes bruscas que puedan des-
ajustarlo accidentalmente. Es-
tas precauciones son muy im-
portantes para interpretrar co-
rectamente los resultados.
4. Mida el valor DC de los
voltajes de entrada (VA), de
salida (VB) y de control (VC)
cconectando la punta negati-
va del multimetro a tierra
(GND) y la punta positiva al
nodo correspondiente (A, B
© C). Consigne los valores
obtenidos para VA, VB y VC
en una tabla. En nuestro
los resultados obteni-
n los siguientes:
veo |.va [vs | ve
1av |1715v|5ov [a7sv
Note que la diferen
potencial entre los nodos “B” y
"°C", es decir VB-VC, es igual a
1.25V. Esta condición siempre
se mantendrá mientras el cir-
cuito esté regulando, ¿Por qué?
5. Verifiquemos ahora el com.
portamiento del circuito con
los cambios en la corriente
e una resistencia de
ga de $60 (RLI) entre el
modo B y tierra, como sein
dica en la figura 2. Hecho
esto, mida nuevamente VA,
Va y VC como en el paso
4. Consigne los valores ob-
venidos en una tabla. Hecho
est, retire
carga. En muestro e
resultados obtenidos fueron
los si
vientes
wo] va | ve | vo
av | wasv] soe | avav
Tabla 2A Volejes medios con
Vro=12V y Rix562
6. Compare los valores del
voltaje de salida VB sin car-
a (Tabla 1) y con carga
os
(Tabla 2). Calcule entonces
el porcentaje de regulación
dela fuente utilizando la för
mula (ver página 194)
En nuestro caso, para
1602, los valores de VAL y
VFL son 6.0V y 5.99V, respec-
tivamente. Esto implica que
RV=0.17%. Para el LM317,
los valores típico y máximo
especificados para ste pars
tro son 0.1% y 0.5%. Portan-
10, el valor obtenido está dei
tro de las especificaciones.
7. Repita los pasos 5 y 6 con
‘una resistencia de carga de
1000 (RL2). En nuestro
caso, los resultados obteni-
dos fucron los siguientes:
vea] va | vs | vo | av
ara [0.17%
EJ
12 [ias
Tabla 28. Votajos medidos con
Vec=120 y AL=1000
Note que no cambian RV ni
VB-VC ¿Por qué?
Tabla 1. Votajes medidos sin carga Figura 2. Conexión de la resistencia de carga (Ri)
nalmente, comprobemos
el efecto de una resistenci
parásita en serie con larefe-
rencia de voltaje del regula
dor. Inicialmente, desener-
gice el el E
endo una resistencia
vga de 5602 (RL), co:
nuevamente la el
da “P” del rectificador a la
salida “12” de la fuente AC
del entrenador EB-1. De este
renador El
modo, el circuito quedará
alimentado con 12VAC.
Figura 3. Simulación dl co de una esencia serie parena ) :
etire ahora el jumper
8. Verifiquemos ahora el com- del rectificador a la salida JUI e instale en su lugar una
portamiento del circuito con — “6” de la fuente AC del en- resistencia de 0.19 (Rs), como
los cambios en el voltaje de — trenador EB-1. De este se indica en la figura 3. He
entrada. Conecte nuevamente modo, el circuito quedará cho esto, reenergice el entr
la resistencia de carga de 5662 alimentado con 6VAC. Re- nador EB-1. Rey
(RL). Pase ahora la entrada _ pita entonces los pasos 5 y los pasos 5 y 6 bajo estas con-
del rectficador a lasalida 6 bajo estas condiciones. diciones, En nuestro caso, los
“9 de la fuente AC del Entre- En nuestro caso, los resul- resultados obtenidos fueron
nador EB-1. De este modo, el — tados obtenidos fueron los los siguientes:
circuito quedará alimentado siguientes:
‘con 9VAC. Repita entonceslos veo] va [vs | vo | av
pasos 5 y 6, En muestro caso, [WO] VA | VB | VO | WY | Ponts Jazz [083%]
losresultados obtenidos fueron PY |7-12v)55av]426v] 7.85%
los siguientes:
enton
Tabla 2E. Votajes medios con
Tabla 20. Votajes medidos con — Voa=12V Fi=560 y 6-0. 10
ra va, [ve [vo | av [AS Note como la inserción de
av [127 [sos [a7a [oss Note que ahora la regula- Rs, cuyo valor (0.102) es 560
ción (7.83%) está por fuera de veces menor que el de a resis-
las especificaciones del tencia de carga (560), afecta
LM317. Además, VB-VC ha severamente las características
Nuevamente, la regula- dejado descriguala1.25V.¿Por - deregulación dela fuente. ¿Por
ción obtenida (0.33%) est qué? ¿Tiene esto algo qué ver que? ¿Se afecta el voltaje
dentro delas especificaciones. con el hecho de que el voltaje referencia del negulador? ¿Cuál
Asimismo, VB-VC sigue sien- - DC de entrada (VA)esié apenas _ esla caída de voltaje sobre Rs?
do igual a 1.25V. ¿Por qué? 1.12V porencimadelvoltajede ¿Sucede
ida nominal (6.0V)? ¿Qué — tuviera en serie con la carga?
9. Manteniendo una resisten- otras razones pueden justficar Realice. las comprobaciones
cia de carga de 560 (RL). lapérdidade lacapacidaddere- — correspondientes y derive sus
pase ahora la entrada “P” — gulación de la fuente? propias conclusiones.
Tabla 2C. Votajes medidos con
Vro-9V y Fu 500
lo mismo si Rs es
el efecto de una resistenci
parásita en serie con larefe-
rencia de voltaje del regula
dor. Inicialmente, desener-
gice el el E
endo una resistencia
vga de 5602 (RL), co:
nuevamente la el
da “P” del rectificador a la
salida “12” de la fuente AC
del entrenador EB-1. De este
renador El
modo, el circuito quedará
alimentado con 12VAC.
Figura 3. Simulación dl co de una esencia serie parena ) :
etire ahora el jumper
8. Verifiquemos ahora el com- del rectificador a la salida JUI e instale en su lugar una
portamiento del circuito con — “6” de la fuente AC del en- resistencia de 0.19 (Rs), como
los cambios en el voltaje de — trenador EB-1. De este se indica en la figura 3. He
entrada. Conecte nuevamente modo, el circuito quedará cho esto, reenergice el entr
la resistencia de carga de 5662 alimentado con 6VAC. Re- nador EB-1. Rey
(RL). Pase ahora la entrada _ pita entonces los pasos 5 y los pasos 5 y 6 bajo estas con-
del rectficador a lasalida 6 bajo estas condiciones. diciones, En nuestro caso, los
“9 de la fuente AC del Entre- En nuestro caso, los resul- resultados obtenidos fueron
nador EB-1. De este modo, el — tados obtenidos fueron los los siguientes:
circuito quedará alimentado siguientes:
‘con 9VAC. Repita entonceslos veo] va [vs | vo | av
pasos 5 y 6, En muestro caso, [WO] VA | VB | VO | WY | Ponts Jazz [083%]
losresultados obtenidos fueron PY |7-12v)55av]426v] 7.85%
los siguientes:
enton
Tabla 2E. Votajes medios con
Tabla 20. Votajes medidos con — Voa=12V Fi=560 y 6-0. 10
ra va, [ve [vo | av [AS Note como la inserción de
av [127 [sos [a7a [oss Note que ahora la regula- Rs, cuyo valor (0.102) es 560
ción (7.83%) está por fuera de veces menor que el de a resis-
las especificaciones del tencia de carga (560), afecta
LM317. Además, VB-VC ha severamente las características
Nuevamente, la regula- dejado descriguala1.25V.¿Por - deregulación dela fuente. ¿Por
ción obtenida (0.33%) est qué? ¿Tiene esto algo qué ver que? ¿Se afecta el voltaje
dentro delas especificaciones. con el hecho de que el voltaje referencia del negulador? ¿Cuál
Asimismo, VB-VC sigue sien- - DC de entrada (VA)esié apenas _ esla caída de voltaje sobre Rs?
do igual a 1.25V. ¿Por qué? 1.12V porencimadelvoltajede ¿Sucede
ida nominal (6.0V)? ¿Qué — tuviera en serie con la carga?
9. Manteniendo una resisten- otras razones pueden justficar Realice. las comprobaciones
cia de carga de 560 (RL). lapérdidade lacapacidaddere- — correspondientes y derive sus
pase ahora la entrada “P” — gulación de la fuente? propias conclusiones.
Tabla 2C. Votajes medidos con
Vro-9V y Fu 500
lo mismo si Rs es
8.4.4 Reguladores Porejemplo, unasalidasi- mente denominados regula-
duales o de doble métrica fija de +15V puede doresduales de seguimiento
polaridad obtenerse con un regulador de Dos ejemplos representativos
El uso de fuentes simétricas, +15V LM7815 y un regulador son el RC4194 y el RC4195
duales o de doble polaridad es de-15V LM79IS (ver figura de Raytheon, disponibles en
un requisito muy común en el _ 8.280). Asimismo, para gene- — cápsulas DIP (plástica) y TO-
diseño de circuitos análogos, rar una salida simétrica varia- 66 (metálica).
especialmente cuando se tra- ble desde 0 hasta +30V puede
bajacon señales AC que adop- utilizarse un regulador posi El RC4194, en particular,
tan valores próximos o igua- vo ajustable LM317 y un re- es ajustable desde +0,05V has
les a cero y/o se utilizan am- gulador negativo ajustable ta +32V, mientras que el
plificadores operacionales. M337 (ver figura 8.30c). RC419S est calibrado de fabri-
Como riormente, la a para producir una tensión de
forma más sencilla de gen Otra alternativa más eco- salida de +15V. En la figura
tuna tensión de nómica, compacta y elegante 831 se muestran dos circuitos
métrica es utilizando un par de es utilizar circuitos integrados — prácticos de aplicación de estos
reguladores de tres terminales especialmente desarrollados chips. En el caso del regulador
complementarios. función, colectiva- ajustable de la figura 8.311, la
tensión de salida se programa.
mediante RI de acuerdo a la
siguiente fórmula:
vour= B1(1K)
25
alimentación
donde “R1(kQ)” indica
que RI debe estar expresado
kiloohms (KG). Así, el va-
lor de VOUT queda expresado
en voltios (V). Por ejemplo,
para obtener una salida de
=10V, RI debe ser de 25k0.
Otros ejemplos de regula-
dores duales de seguimiento son
los circuitos integrados
MCI468R (+15V, 100mA, TO-
(66), LM325H (£15V, 100mA,
TO-5), LM326H (ajustable,
100mA, TO-5), RC4194TK
(ajustable, 250mA, TO-66).
pure a, 2 RCI4YSTK (+15V, 150mA,
70-66), SOLAN (+15V.
GOMA, DIP), SG3S02N (ajus-
Figura 8.31 Circuitos prácticos de fuentes simétricas con RC4195 y
(RC4194. (a) Rogulaor do tonsión simétrico fo do +14. () Rogulador
Ge tensión simetrco ajustable. El valor de Vour dependo de RT table, 50mA, DIP) etc,
duales o de doble métrica fija de +15V puede doresduales de seguimiento
polaridad obtenerse con un regulador de Dos ejemplos representativos
El uso de fuentes simétricas, +15V LM7815 y un regulador son el RC4194 y el RC4195
duales o de doble polaridad es de-15V LM79IS (ver figura de Raytheon, disponibles en
un requisito muy común en el _ 8.280). Asimismo, para gene- — cápsulas DIP (plástica) y TO-
diseño de circuitos análogos, rar una salida simétrica varia- 66 (metálica).
especialmente cuando se tra- ble desde 0 hasta +30V puede
bajacon señales AC que adop- utilizarse un regulador posi El RC4194, en particular,
tan valores próximos o igua- vo ajustable LM317 y un re- es ajustable desde +0,05V has
les a cero y/o se utilizan am- gulador negativo ajustable ta +32V, mientras que el
plificadores operacionales. M337 (ver figura 8.30c). RC419S est calibrado de fabri-
Como riormente, la a para producir una tensión de
forma más sencilla de gen Otra alternativa más eco- salida de +15V. En la figura
tuna tensión de nómica, compacta y elegante 831 se muestran dos circuitos
métrica es utilizando un par de es utilizar circuitos integrados — prácticos de aplicación de estos
reguladores de tres terminales especialmente desarrollados chips. En el caso del regulador
complementarios. función, colectiva- ajustable de la figura 8.311, la
tensión de salida se programa.
mediante RI de acuerdo a la
siguiente fórmula:
vour= B1(1K)
25
alimentación
donde “R1(kQ)” indica
que RI debe estar expresado
kiloohms (KG). Así, el va-
lor de VOUT queda expresado
en voltios (V). Por ejemplo,
para obtener una salida de
=10V, RI debe ser de 25k0.
Otros ejemplos de regula-
dores duales de seguimiento son
los circuitos integrados
MCI468R (+15V, 100mA, TO-
(66), LM325H (£15V, 100mA,
TO-5), LM326H (ajustable,
100mA, TO-5), RC4194TK
(ajustable, 250mA, TO-66).
pure a, 2 RCI4YSTK (+15V, 150mA,
70-66), SOLAN (+15V.
GOMA, DIP), SG3S02N (ajus-
Figura 8.31 Circuitos prácticos de fuentes simétricas con RC4195 y
(RC4194. (a) Rogulaor do tonsión simétrico fo do +14. () Rogulador
Ge tensión simetrco ajustable. El valor de Vour dependo de RT table, 50mA, DIP) etc,
8.4.5 Reguladores de
baja caida
La mayoría de reguladores tan
to discretos comointegrados, que
hemos examinado hasta el mo
mento, son del tipo serie y nece-
sitan por lo menos de 2V a2.5V
de diferencia entre el voltaje de
entrada y el de salida para fun
«omar. Estaiferencia minime
denomina voltaje de desengan
che, caída odropout y estárela
cionada principalmente con las
das Vi, del orden de 0.6V a
ON. que se presentan en los
transistores de salida, de control
y de limitació
Un LM7805, por ejemplo,
no regula para variaciones del
voltaje de entrada por debajo.
de 7V. En algunas aplicacio-
nes, esto puede ser un proble-
ma serio, Para solucionarlo, es
necesario utilizar reguladores
de baja caída, los cuales ope
ran con voltajes de desengan
che por debajo de 2V,
chos casos menores de 0.6V.
Enla figura
tra un ejemplo práctico de re-
gulador de baja caída con tran
Sistores. El circuito puede pro-
porcionar corrientes entre SmA,
y 10mA y voltajes entre 1.8V
y 8.0V. Este último valor se
ajusta mediante PI. La caída
través del regulador depende de
la corriente de carga y puede
estar entre 0.5V y 1.4V.
A medida que el voltaje de
salida aumentaro dis-
minuir, la compuerta de TI
ende.
un $ ecssoc *
aay o =
Ti
Figura 832 Regulador de baja caida de 10mA ajustable hasta BV
(FET de control) se hace más pionero de los reguladores de
‘© menos negativa con respec baja caída, es la que se utiliza
10 a su fuente. De este modo, _ comúnmente en los regulado
la corriente de base de T2 res integrados.
(transistor de salida) se redu.
ce 0 aumenta hasta que se al Un ejemplo representar
‘canza el punto de estabilidad. _ vo son los reguladores de baja
‘caida de la serie LM2940y-xx,
Otra forma de reducir el también de National, los cua
voltaje de desenganche es uti- _les proporcionan salidas ij
lizando un transistor de salida (xx) desde SV hasta 15V y co
PNP o un MOSFET de
ciade canal P.Esta técnica,de- de desenganche
poten- rrientes hasta 1A con voltajes
sarrollada por National Semi- del orden de 0.5V. En la figu=
conductors e implementada ra 8.33 se muestra un circuito.
originalmente en el LM2930, — práctico de aplicación.
Figura 8.33 Rogulador de SV/1A de baja caída con LM2940
baja caida
La mayoría de reguladores tan
to discretos comointegrados, que
hemos examinado hasta el mo
mento, son del tipo serie y nece-
sitan por lo menos de 2V a2.5V
de diferencia entre el voltaje de
entrada y el de salida para fun
«omar. Estaiferencia minime
denomina voltaje de desengan
che, caída odropout y estárela
cionada principalmente con las
das Vi, del orden de 0.6V a
ON. que se presentan en los
transistores de salida, de control
y de limitació
Un LM7805, por ejemplo,
no regula para variaciones del
voltaje de entrada por debajo.
de 7V. En algunas aplicacio-
nes, esto puede ser un proble-
ma serio, Para solucionarlo, es
necesario utilizar reguladores
de baja caída, los cuales ope
ran con voltajes de desengan
che por debajo de 2V,
chos casos menores de 0.6V.
Enla figura
tra un ejemplo práctico de re-
gulador de baja caída con tran
Sistores. El circuito puede pro-
porcionar corrientes entre SmA,
y 10mA y voltajes entre 1.8V
y 8.0V. Este último valor se
ajusta mediante PI. La caída
través del regulador depende de
la corriente de carga y puede
estar entre 0.5V y 1.4V.
A medida que el voltaje de
salida aumentaro dis-
minuir, la compuerta de TI
ende.
un $ ecssoc *
aay o =
Ti
Figura 832 Regulador de baja caida de 10mA ajustable hasta BV
(FET de control) se hace más pionero de los reguladores de
‘© menos negativa con respec baja caída, es la que se utiliza
10 a su fuente. De este modo, _ comúnmente en los regulado
la corriente de base de T2 res integrados.
(transistor de salida) se redu.
ce 0 aumenta hasta que se al Un ejemplo representar
‘canza el punto de estabilidad. _ vo son los reguladores de baja
‘caida de la serie LM2940y-xx,
Otra forma de reducir el también de National, los cua
voltaje de desenganche es uti- _les proporcionan salidas ij
lizando un transistor de salida (xx) desde SV hasta 15V y co
PNP o un MOSFET de
ciade canal P.Esta técnica,de- de desenganche
poten- rrientes hasta 1A con voltajes
sarrollada por National Semi- del orden de 0.5V. En la figu=
conductors e implementada ra 8.33 se muestra un circuito.
originalmente en el LM2930, — práctico de aplicación.
Figura 8.33 Rogulador de SV/1A de baja caída con LM2940
vw
ict
132
Figura 8.54 Rogulador de baja caída de 7.54 ajustable entre 1.2V y 16V
También se dispone de re-
uladores de baja caída ajusta
bles, como los de la serie
LTIOSX deL yy
constituida actualmente por el
LT1083 (7.5), el LT1084
(S.A) y el LT1085 (3.04). To-
dos estos dispositivos suminis-
tran voltajes de salida desde
1.2V hasta 30V y son compati-
bles pin por pin con el LM317.
excepto que tienen un voltaje de
tipicamente del
conden de LV, y no nece
dos externos de protección
ar Techno
En la figura 8.34 se mues-
tra un ejemplo de aplicación
dela LT108X. El vol-
taje de salida (VOUT) se pro-
diante R2 de acuer-
do a la siguiente fórmula:
vour=125v (462)
Ri
Otro regulador de baja
caída ajustable popular es el
LM2941, disei
mente para aplicaciones auto-
motrices y alimentación por
baterías, el cual suministra
voltajes de salida desde +5V
hasta +25 y corrientes de ca
hasta de 1A. Esta última de-
ermina el voltaje de desen-
ganche, el cual puede var
desde 0 para IL=0 hasta 0.5V
Figura 8.35 Regulador de baja caída de 1A ajustable entre BV y 20V
para IL=1A. El chip cuenta
ría interna de pro:
sa de la batería y una función
auxiliar de control ON/OFF
En la figura 8.35 se mues-
tra un circuito práctico de apli
cación del LM2941. EI sun
nistro de pot
ase suspende
cia haci
tométicamen.
te cuando se cierra $1 ose apli-
aal terminal ON/OFF un vol-
taje inferior a O.8Y.
blece cuando se abre SI o se
aplica un voltaje de control
perior a 2.0V. Esto permite su
gobierno mediante señales di-
gitales TTL 0 CMOS.
El voltaje de salida se pro-
rama mediante R2
ia siguiente fórmula.
Vour= Vaer (1+82
Ri
siendo VREF=1.275V. Típica:
mente, RI=IKQ,
Otros reguladores de b
caída populares son el
LM29312-5.0 (45V, 0.14), el
LM330T-5.0 (+5V, 0.15A), el
LT1086-5CT (+5Y, 1.5), el
LT1085-SCT (+5V, 3A), el
LT1084-5CK (45V, 5A), el
LT1083-SCK (+5V, 7.54), el
LT1086CT (+30V, ajustable
desde 1.3, 1.54), el MAX664
(A6V, ajustable desde -1.3V,
40mA), el LM2931CT (+24V,
ajustable desde +3V), el
LP2951CP (+29V, ajustable
desde +1.3V, 1A), ete
ict
132
Figura 8.54 Rogulador de baja caída de 7.54 ajustable entre 1.2V y 16V
También se dispone de re-
uladores de baja caída ajusta
bles, como los de la serie
LTIOSX deL yy
constituida actualmente por el
LT1083 (7.5), el LT1084
(S.A) y el LT1085 (3.04). To-
dos estos dispositivos suminis-
tran voltajes de salida desde
1.2V hasta 30V y son compati-
bles pin por pin con el LM317.
excepto que tienen un voltaje de
tipicamente del
conden de LV, y no nece
dos externos de protección
ar Techno
En la figura 8.34 se mues-
tra un ejemplo de aplicación
dela LT108X. El vol-
taje de salida (VOUT) se pro-
diante R2 de acuer-
do a la siguiente fórmula:
vour=125v (462)
Ri
Otro regulador de baja
caída ajustable popular es el
LM2941, disei
mente para aplicaciones auto-
motrices y alimentación por
baterías, el cual suministra
voltajes de salida desde +5V
hasta +25 y corrientes de ca
hasta de 1A. Esta última de-
ermina el voltaje de desen-
ganche, el cual puede var
desde 0 para IL=0 hasta 0.5V
Figura 8.35 Regulador de baja caída de 1A ajustable entre BV y 20V
para IL=1A. El chip cuenta
ría interna de pro:
sa de la batería y una función
auxiliar de control ON/OFF
En la figura 8.35 se mues-
tra un circuito práctico de apli
cación del LM2941. EI sun
nistro de pot
ase suspende
cia haci
tométicamen.
te cuando se cierra $1 ose apli-
aal terminal ON/OFF un vol-
taje inferior a O.8Y.
blece cuando se abre SI o se
aplica un voltaje de control
perior a 2.0V. Esto permite su
gobierno mediante señales di-
gitales TTL 0 CMOS.
El voltaje de salida se pro-
rama mediante R2
ia siguiente fórmula.
Vour= Vaer (1+82
Ri
siendo VREF=1.275V. Típica:
mente, RI=IKQ,
Otros reguladores de b
caída populares son el
LM29312-5.0 (45V, 0.14), el
LM330T-5.0 (+5V, 0.15A), el
LT1086-5CT (+5Y, 1.5), el
LT1085-SCT (+5V, 3A), el
LT1084-5CK (45V, 5A), el
LT1083-SCK (+5V, 7.54), el
LT1086CT (+30V, ajustable
desde 1.3, 1.54), el MAX664
(A6V, ajustable desde -1.3V,
40mA), el LM2931CT (+24V,
ajustable desde +3V), el
LP2951CP (+29V, ajustable
desde +1.3V, 1A), ete
8.4.6 Reguladores de
alta corriente
La capacidad de corriente de
limitada por la disipación de
potencia máxima que pı
soportar. Una vez se excede
este limite, actúa automática
‘mente un circuito interno que
los protege del calentamiento
excesivo, Un regulador
LM340 0 LM78xx, por ejem:
plo, transportando:
te de c de IA
puede soportar hasta 3W sin
disipador y hasta 20W con un
dispador adecuado,
La mejor y única forma de
incrementar sustancia
capacidad de corriente de una
fuer ladorintegrado
es utilizando transistores serie
externos que transporten la co-
e excedente. Esta situa:
cin se ilustraen a figura 8.36
gulador de
tres terminales de 1A.
mente la
En este
cia RI (0.60) se utiliza pi
detectar la corriente de e
Mientras esta última sea in
ferior a IA, la caída de volta.
je sobre RI es menor que el
voltaje de disparo VBE de QI
y.por
conduce. Como resultado,
toda la corriente de
la suministra el regulador. En
el caso contrario, QI entra e
conducción, transportando
exceso de corriente por enci:
ma de IA. La regulación no
Figura 8.36 Rogulador de ata comente con LM40
Por ejemplo, si la carga
nda ISA, el regulador y
el transistor transportan, res
pectivamente, LA y 14A. Para
valor dado de RI, la co.
rriente de salida máxima (LM)
que puede proporcionar el cir-
cuito se determina a partir de
la siguiente fórmula:
de
siendo B y VBE, respectiva:
mente, el factor de amplificación
y la tensión de dis-
e y emisor del tran
te máxima que puede entregarel
chip regulador. EI valor de &
Adobe ser mayor de 10,
8.4.7 Reguladores de
alto voltaje de salida
El máxi
no voltaje de salida
que pueden entregar los regu.
lador explicados hasta el mo:
mento está limitado porel vol-
taje de ruptura del transistor de
paso, el cual es típicamente
inferior a 100V. Muchos dis-
positivos y circuitos electróni.
cos, sin embargo, requieren
altos voltajes, digamos entre
100V y SOOY, para operar.
En el caso de reguladores
discretos, la solución obvia a
este problema es utilizar tran
sistores de potencia de alto vol
taie como el MJ12005 (NPN,
750V, 8A) y el MTPIN100
(MOSFET, 1000V, 8A). Para
alta corriente
La capacidad de corriente de
limitada por la disipación de
potencia máxima que pı
soportar. Una vez se excede
este limite, actúa automática
‘mente un circuito interno que
los protege del calentamiento
excesivo, Un regulador
LM340 0 LM78xx, por ejem:
plo, transportando:
te de c de IA
puede soportar hasta 3W sin
disipador y hasta 20W con un
dispador adecuado,
La mejor y única forma de
incrementar sustancia
capacidad de corriente de una
fuer ladorintegrado
es utilizando transistores serie
externos que transporten la co-
e excedente. Esta situa:
cin se ilustraen a figura 8.36
gulador de
tres terminales de 1A.
mente la
En este
cia RI (0.60) se utiliza pi
detectar la corriente de e
Mientras esta última sea in
ferior a IA, la caída de volta.
je sobre RI es menor que el
voltaje de disparo VBE de QI
y.por
conduce. Como resultado,
toda la corriente de
la suministra el regulador. En
el caso contrario, QI entra e
conducción, transportando
exceso de corriente por enci:
ma de IA. La regulación no
Figura 8.36 Rogulador de ata comente con LM40
Por ejemplo, si la carga
nda ISA, el regulador y
el transistor transportan, res
pectivamente, LA y 14A. Para
valor dado de RI, la co.
rriente de salida máxima (LM)
que puede proporcionar el cir-
cuito se determina a partir de
la siguiente fórmula:
de
siendo B y VBE, respectiva:
mente, el factor de amplificación
y la tensión de dis-
e y emisor del tran
te máxima que puede entregarel
chip regulador. EI valor de &
Adobe ser mayor de 10,
8.4.7 Reguladores de
alto voltaje de salida
El máxi
no voltaje de salida
que pueden entregar los regu.
lador explicados hasta el mo:
mento está limitado porel vol-
taje de ruptura del transistor de
paso, el cual es típicamente
inferior a 100V. Muchos dis-
positivos y circuitos electróni.
cos, sin embargo, requieren
altos voltajes, digamos entre
100V y SOOY, para operar.
En el caso de reguladores
discretos, la solución obvia a
este problema es utilizar tran
sistores de potencia de alto vol
taie como el MJ12005 (NPN,
750V, 8A) y el MTPIN100
(MOSFET, 1000V, 8A). Para
a
2055
E
sc
J ds
ve ” y
vn, An ae
Figura 838 Caracteristea tips (asma) 8008. E +
de un sistema de Imitación de A
corriente simple le
SS >
reguladores integrados de tres
terminales la solución más sen- Figura 8.39 Regulador de tres terminales con capacidad de corriente
incrementada y Imitación de corriente simple
cilla es utilizarla técnica mos:
trada en la figura 8.37. Eneste 8.4.8 Protección de medio de protección contra
caso, QI. RI y D2 limitan el fuentes reguladas voltajes excesivos, tanto de
voltaje de entrada del regulador Toda fuente de alimentación la como de salida.
UI aun valor seguro, mientras debe poscer algún mecanis:
que D2 se encarga de levantar mo de limitación de corrien Asimismo, debe cuidarse
el voltaje de su terminal común te que proporcione protec- adec
+ de referencia por encima de — ción segura, tanto a sí mis- calortantoc
OV (tierra). El voltaje de salida ma como a la c
sipación de
en caso en los demás componentes ex
(Vour) es simplemente: de un cortocircuito o una so- temos que manejan potenci
brecarga. También es impor- Todos estos aspectos serán tra
Vour=Vnec+ Va tante que cuente con algún tados en detalle a continuación.
siendo VREG cl voltaje de = Disipador de calor
salida nominal de Ul y VZ1 el
voltaje zener de DI. El voltaje
zener de D2 debe estar dentro
dl rango de voltajes de entrada
aceptado por el regulador
Figura 8.40 Caracteísica pica
de un sstora de Imitación de
Corriente regresiva o foldback Figura 8.41 Rogulador de SV/3A con Imitación de corriente regresiva
2055
E
sc
J ds
ve ” y
vn, An ae
Figura 838 Caracteristea tips (asma) 8008. E +
de un sistema de Imitación de A
corriente simple le
SS >
reguladores integrados de tres
terminales la solución más sen- Figura 8.39 Regulador de tres terminales con capacidad de corriente
incrementada y Imitación de corriente simple
cilla es utilizarla técnica mos:
trada en la figura 8.37. Eneste 8.4.8 Protección de medio de protección contra
caso, QI. RI y D2 limitan el fuentes reguladas voltajes excesivos, tanto de
voltaje de entrada del regulador Toda fuente de alimentación la como de salida.
UI aun valor seguro, mientras debe poscer algún mecanis:
que D2 se encarga de levantar mo de limitación de corrien Asimismo, debe cuidarse
el voltaje de su terminal común te que proporcione protec- adec
+ de referencia por encima de — ción segura, tanto a sí mis- calortantoc
OV (tierra). El voltaje de salida ma como a la c
sipación de
en caso en los demás componentes ex
(Vour) es simplemente: de un cortocircuito o una so- temos que manejan potenci
brecarga. También es impor- Todos estos aspectos serán tra
Vour=Vnec+ Va tante que cuente con algún tados en detalle a continuación.
siendo VREG cl voltaje de = Disipador de calor
salida nominal de Ul y VZ1 el
voltaje zener de DI. El voltaje
zener de D2 debe estar dentro
dl rango de voltajes de entrada
aceptado por el regulador
Figura 8.40 Caracteísica pica
de un sstora de Imitación de
Corriente regresiva o foldback Figura 8.41 Rogulador de SV/3A con Imitación de corriente regresiva
Limitación de Existen básicamente dos to (ISL). Los valores de RI y
corriente formas de limitar la corric R2 se seleccionan de acuerdo
Losreguladoresexa alas siguientes formulas
las secciones 8.4
estén protegidos contra sobre- tación simple y la limitación
s. Si en cualquiera delos 1
cuitos de la fig ple opera como se indica en la
plo, se cortocireuitan ac- figura 8.38, Mientras Rı. sea
cidentalmentelosterminales de superior aun valor mínimo es-
salida, se produce una l muy —pevficado(Rmin)elregulador_siendo VBE! y VBE2 los
alla que puede destruir el tran- opera en forma normal, entre- — umbrales de disparo de QI y
sistor de salida (Q1) y a fuen- _gando un voltaje de sada re- Q2, &
lada (Vi) mientras ac- gulado (Vasc) para conientes te de Ql, IREG
Wael fusible de protección de de carga desde Ohastaun valor mäxima entregada por el re
esta ima, Para evitarqueesto | máximo (600 mA). Másalláde gulador ICI, IOMAX la co:
suceda, el regulador debe in- este punto, para valores de Ri. rrieme máxima de salida e ISC
cuir algún mecanismo que li- pordebajode Rmin,cl valorde 1a corriente de cortocircuito
medida que Io Típicamente, VRE=0.8V para
de salida de un re
veles no destructivos: la limi
BV
esiva. La li
mite la corriente a un valor se- Vi disminuye
guro en caso de una sobr hace Ri, limitando I. a un va- la mayoría de transistores de
la establezca automätica- lor Ii (entre 600mA y 700mA, — potencia. El valor de & varia
mente, una vez. la misma ha en este caso). ‘considerablemente de un tran:
sido removida, sistor a otro, inclusive si tie
Enla figura 8.39 se mues- nen la misma referencia. Por
Todos los reguladores de tra un circuito práctico que esta razön, las fórmulas ante-
terminales, y la mayoría de hace uso de la técnica anterior... riores sirven sólo como pun-
reguladores integrados moder- En este caso, QI actúa como to de partida, Los valores rea-
nos, incoporan su propiacircui- transistor de paso y Q2 como les de RI y R2 se determinan
tería interna de limitación de limitador de corriente. Los
corriente que desconecta auto- puntos de disparo de estos
máticamente el transistor de — transistores, es decir VBE, los Lalimitaciôn simple es il
salida cuando la corriente de — establecen R1(6,00) y R2 en muchas situaciones, pero
excede la corriente máxi- — (60m), respectivamente. tiene algunas desventajas, por
ma. Así, en caso de un corto- — Asumiendo que VBE=0.6V, ejemplo produce una gı
el dispositivo no se QI comenzará a conducir a — sipaciónde potenciaeneltran-
destruye, sino que simplemen- partir del momento en que la. sistor de paso y permite que
te se aisla de la carga durante — corriente de carga es ligera- existan altas corrientes circu
el tiempo que dure la sobreco- mente superior a 100mA y Q2 — lando en condiciones de fal
n embargo, cuando se
a partir del momento en qué | Una solución más eficiente es
la corriente a través de QI es utilizar un esquema de limi
superior a 10A, Bajocsta últi ción regresiva o foldback, el
© externo, como en el cir» macondiciôn, se activa la pro- cual opera como se indica en
cuito de la figura 8.36, siem- tcccióntérmicade IC! yelcir- la figura 8.40, En este caso,
pre es conveniente proveer un — cuito deja de reg a
indo se produce un cortocir
‘medio delimitación de corrien- euito o una sobrecarga, la co-
Le para este último, mle de salida se reduce au-
corriente formas de limitar la corric R2 se seleccionan de acuerdo
Losreguladoresexa alas siguientes formulas
las secciones 8.4
estén protegidos contra sobre- tación simple y la limitación
s. Si en cualquiera delos 1
cuitos de la fig ple opera como se indica en la
plo, se cortocireuitan ac- figura 8.38, Mientras Rı. sea
cidentalmentelosterminales de superior aun valor mínimo es-
salida, se produce una l muy —pevficado(Rmin)elregulador_siendo VBE! y VBE2 los
alla que puede destruir el tran- opera en forma normal, entre- — umbrales de disparo de QI y
sistor de salida (Q1) y a fuen- _gando un voltaje de sada re- Q2, &
lada (Vi) mientras ac- gulado (Vasc) para conientes te de Ql, IREG
Wael fusible de protección de de carga desde Ohastaun valor mäxima entregada por el re
esta ima, Para evitarqueesto | máximo (600 mA). Másalláde gulador ICI, IOMAX la co:
suceda, el regulador debe in- este punto, para valores de Ri. rrieme máxima de salida e ISC
cuir algún mecanismo que li- pordebajode Rmin,cl valorde 1a corriente de cortocircuito
medida que Io Típicamente, VRE=0.8V para
de salida de un re
veles no destructivos: la limi
BV
esiva. La li
mite la corriente a un valor se- Vi disminuye
guro en caso de una sobr hace Ri, limitando I. a un va- la mayoría de transistores de
la establezca automätica- lor Ii (entre 600mA y 700mA, — potencia. El valor de & varia
mente, una vez. la misma ha en este caso). ‘considerablemente de un tran:
sido removida, sistor a otro, inclusive si tie
Enla figura 8.39 se mues- nen la misma referencia. Por
Todos los reguladores de tra un circuito práctico que esta razön, las fórmulas ante-
terminales, y la mayoría de hace uso de la técnica anterior... riores sirven sólo como pun-
reguladores integrados moder- En este caso, QI actúa como to de partida, Los valores rea-
nos, incoporan su propiacircui- transistor de paso y Q2 como les de RI y R2 se determinan
tería interna de limitación de limitador de corriente. Los
corriente que desconecta auto- puntos de disparo de estos
máticamente el transistor de — transistores, es decir VBE, los Lalimitaciôn simple es il
salida cuando la corriente de — establecen R1(6,00) y R2 en muchas situaciones, pero
excede la corriente máxi- — (60m), respectivamente. tiene algunas desventajas, por
ma. Así, en caso de un corto- — Asumiendo que VBE=0.6V, ejemplo produce una gı
el dispositivo no se QI comenzará a conducir a — sipaciónde potenciaeneltran-
destruye, sino que simplemen- partir del momento en que la. sistor de paso y permite que
te se aisla de la carga durante — corriente de carga es ligera- existan altas corrientes circu
el tiempo que dure la sobreco- mente superior a 100mA y Q2 — lando en condiciones de fal
n embargo, cuando se
a partir del momento en qué | Una solución más eficiente es
la corriente a través de QI es utilizar un esquema de limi
superior a 10A, Bajocsta últi ción regresiva o foldback, el
© externo, como en el cir» macondiciôn, se activa la pro- cual opera como se indica en
cuito de la figura 8.36, siem- tcccióntérmicade IC! yelcir- la figura 8.40, En este caso,
pre es conveniente proveer un — cuito deja de reg a
indo se produce un cortocir
‘medio delimitación de corrien- euito o una sobrecarga, la co-
Le para este último, mle de salida se reduce au-
El voltaje zener de DI
(Vz) debe elegirse de modo
que garantice que la caída de
voltaje entre la entrada y la
salida del regulador sea igual
ligeramente superior su va
lor de enganche. Así se mini
miza la disipación de potencia
en este último, Esto es.
Figura 842 Rogulador de ros torminales con orcuo de proto:
sobrevotajes de entrada
€ desde su valor Protección contra siendo Vr el voltaje zener
máximo (IMAX=SA, en este Sobrevoltajes de de DI, VBE el voltaje base
caso) hasta un valor de cono- entrada y de salida emisordeQ1 y VinmiNel vol
circuito ISC reltivamente más Los reguladores de tres termi- taje de entrada mínimo de 1C1
les pueden proporcionar re- VOUT el de salida nominal y
gulaciôn del voltaje de salida — VDROP el de enga
En la figura 8.41 se dentro de un amplio rango de ejemplo, si VOUT=15V
muestra un circuito präctico voltajes de entrada, Sinembar- VDROP=2V y VBE=0.8V, el
de fuente de SV/3A con re- go, existe un límite al máxi- valor de Vz debe ser 18V,
bajo (2A, en este c:
gulador de tres terminales mo voltaje de entrada que pue
que hace uso de esta técnica. de aplicarse, el cual no debe También es conveniente
TI actúa como limitador de excederse porque puede cau- incluir algun medio de prote-
corriente y T2 como transis- sar su destrucción o su dete- ger la carga contra sobrevol
tor de paso. RI y R2+R3 es- rioro. Cuando, por alguna
tablecen los umbrales de dis- 26n, no es posible manten
paro de T2 y TI, respectiva — voltaje de entrada por debajo transistor de pa
mente, mientras que R3 y R4 de este valor, debe proveerse entrada nore
monitorean el voltaje colec- algun eldis- rias veces mayor que el volta-
tor-emisor (VCE) de T2. _positivo y mantener la disipa- je de salida, pueda quedar apli
Cuando la corriente de carga — ción de potencia del mismo cado sobre la carga y causarle
excede de 3A, conduce TI, dentro de límites razo
se bloquea T2 y se activa el efectiva de proporcionar pro-
circuito de limitación inter Una forma sencilla de pro- — tección en estos casos es utili
no de ICI. Los valores de R3 zar un crowbar o palanca de
y Rá deben serseleccionados
a- tajes en la salida para evitar
el que,
o, el voltaje de
ulado, que es va-
edio de protege
ables. dañosirreversibles. Una forma
de modo que garanticen que
TI se m
cuando se cortocircuitan los figura 8.42, llamado pre-re- te cuando el voltaje aplicado
terminales de salida. Bajo gulador o regulador previo, a la carga excede de un valor
:ondición, la corriente a Su función básica es emregar determi
la carga queda li- un voltaje constante a la en- actúe la circuitería de limita
yenos de 0.5A. ada del regulador princi
este tipo cortocircuita automá:
ticamente la salida de la fuen-
euito como el
esta
do, permitiendo que
través de i
mitada a
(Vz) debe elegirse de modo
que garantice que la caída de
voltaje entre la entrada y la
salida del regulador sea igual
ligeramente superior su va
lor de enganche. Así se mini
miza la disipación de potencia
en este último, Esto es.
Figura 842 Rogulador de ros torminales con orcuo de proto:
sobrevotajes de entrada
€ desde su valor Protección contra siendo Vr el voltaje zener
máximo (IMAX=SA, en este Sobrevoltajes de de DI, VBE el voltaje base
caso) hasta un valor de cono- entrada y de salida emisordeQ1 y VinmiNel vol
circuito ISC reltivamente más Los reguladores de tres termi- taje de entrada mínimo de 1C1
les pueden proporcionar re- VOUT el de salida nominal y
gulaciôn del voltaje de salida — VDROP el de enga
En la figura 8.41 se dentro de un amplio rango de ejemplo, si VOUT=15V
muestra un circuito präctico voltajes de entrada, Sinembar- VDROP=2V y VBE=0.8V, el
de fuente de SV/3A con re- go, existe un límite al máxi- valor de Vz debe ser 18V,
bajo (2A, en este c:
gulador de tres terminales mo voltaje de entrada que pue
que hace uso de esta técnica. de aplicarse, el cual no debe También es conveniente
TI actúa como limitador de excederse porque puede cau- incluir algun medio de prote-
corriente y T2 como transis- sar su destrucción o su dete- ger la carga contra sobrevol
tor de paso. RI y R2+R3 es- rioro. Cuando, por alguna
tablecen los umbrales de dis- 26n, no es posible manten
paro de T2 y TI, respectiva — voltaje de entrada por debajo transistor de pa
mente, mientras que R3 y R4 de este valor, debe proveerse entrada nore
monitorean el voltaje colec- algun eldis- rias veces mayor que el volta-
tor-emisor (VCE) de T2. _positivo y mantener la disipa- je de salida, pueda quedar apli
Cuando la corriente de carga — ción de potencia del mismo cado sobre la carga y causarle
excede de 3A, conduce TI, dentro de límites razo
se bloquea T2 y se activa el efectiva de proporcionar pro-
circuito de limitación inter Una forma sencilla de pro- — tección en estos casos es utili
no de ICI. Los valores de R3 zar un crowbar o palanca de
y Rá deben serseleccionados
a- tajes en la salida para evitar
el que,
o, el voltaje de
ulado, que es va-
edio de protege
ables. dañosirreversibles. Una forma
de modo que garanticen que
TI se m
cuando se cortocircuitan los figura 8.42, llamado pre-re- te cuando el voltaje aplicado
terminales de salida. Bajo gulador o regulador previo, a la carga excede de un valor
:ondición, la corriente a Su función básica es emregar determi
la carga queda li- un voltaje constante a la en- actúe la circuitería de limita
yenos de 0.5A. ada del regulador princi
este tipo cortocircuita automá:
ticamente la salida de la fuen-
euito como el
esta
do, permitiendo que
través de i
mitada a
Unejemplo decrowbarse el voltaje zener nominal (DI) TL431C (DI). que es esen
muestra € I7M la corriente zener máxi- — cialmente un zener con com-
este caso, cuando el voltaje de — ma(D1). Esta últimaesaproxi- p
salida excede de 6.2V, es decir | madamente igual aPz/Vz,sien- Esto permite obtener puntos
lasuma del voltaje zenerdeD2 do Pz la potencia zener de disparo más precisos y es
€ temper
(Vz=5.6V para el INS23 (S00mW para el INS232B). tables. Para calibrar el cireui
el voltaje de disparo del SCR to siga estos pasos:
Thi (VGT=0.6V para el Elpumoexactode dispa
2N4441), este timo conduce, ro del crowbar depende prin- 1. Sitúe PI en su posición de
imente de las tol maxima resistencia,
cortocircuitando la salida del — cip
regulador ICI y provocando la de Vz y VGT, y de las. 2. Reemplace temporalmente
sctivación del circuito de limi- risticas de regulación de la el fusible FI por un puente
tación de corriente de este ülti- fuente. En nuestro caso, este de alambre y conecte el
mo. La resistencia R3 limitala umbral pod:
aestarentre5.9V cn
través del zener yy 6.6V. Una vez disparado, cl m
adecua- SCR impone a la salida un — tonces el limite de corr
A y el vol
bar a una fuente de ali
ación variable. Fije en
provee las condiciones
das para el disparo del SCR, El voltaje de cortocircuito del de esta últim:
condensador C3, por su parte, orden de IV. Esta condición — taje de s
nie
da de la misma al
previene el disparo errático del s6lo puede ser eliminada des- valor al cual se desea que
mismo, El fusible Fl brinda — conectando la fuente actue el crowbar
una protección extra. El valor 3. Gire lentamente PI hasta que
mínimo de R3 se evaliaapar- Otroejemplodecrowbar, se dispare el SCR, es decir,
tirde la siguiente fórmula: que trabaja sobre el mismo — cuandoentreenacciónel ir
principio anterior, pero cuyo cuito delimitación de a fuen
ia voltaje de disparo es ajusta- te. Una vez calibrado el
ta A
25V), sem figura te de alambre por el fusible
siendo VOUT el voltaje de 8.43b. En este caso, se utili- (SA, máxin
salida(1C1), VGrel voltaje mi- za como referencia de ten- consumo de corriente del
nimo de compuerta (Thi), Vz sión un circuito integ cuito es del orden de Ima.
estra en la
E Your
E)
De=INSERE GEN)
Tiana (S0VI6A)
Figura 8.430. Fue
muestra € I7M la corriente zener máxi- — cialmente un zener con com-
este caso, cuando el voltaje de — ma(D1). Esta últimaesaproxi- p
salida excede de 6.2V, es decir | madamente igual aPz/Vz,sien- Esto permite obtener puntos
lasuma del voltaje zenerdeD2 do Pz la potencia zener de disparo más precisos y es
€ temper
(Vz=5.6V para el INS23 (S00mW para el INS232B). tables. Para calibrar el cireui
el voltaje de disparo del SCR to siga estos pasos:
Thi (VGT=0.6V para el Elpumoexactode dispa
2N4441), este timo conduce, ro del crowbar depende prin- 1. Sitúe PI en su posición de
imente de las tol maxima resistencia,
cortocircuitando la salida del — cip
regulador ICI y provocando la de Vz y VGT, y de las. 2. Reemplace temporalmente
sctivación del circuito de limi- risticas de regulación de la el fusible FI por un puente
tación de corriente de este ülti- fuente. En nuestro caso, este de alambre y conecte el
mo. La resistencia R3 limitala umbral pod:
aestarentre5.9V cn
través del zener yy 6.6V. Una vez disparado, cl m
adecua- SCR impone a la salida un — tonces el limite de corr
A y el vol
bar a una fuente de ali
ación variable. Fije en
provee las condiciones
das para el disparo del SCR, El voltaje de cortocircuito del de esta últim:
condensador C3, por su parte, orden de IV. Esta condición — taje de s
nie
da de la misma al
previene el disparo errático del s6lo puede ser eliminada des- valor al cual se desea que
mismo, El fusible Fl brinda — conectando la fuente actue el crowbar
una protección extra. El valor 3. Gire lentamente PI hasta que
mínimo de R3 se evaliaapar- Otroejemplodecrowbar, se dispare el SCR, es decir,
tirde la siguiente fórmula: que trabaja sobre el mismo — cuandoentreenacciónel ir
principio anterior, pero cuyo cuito delimitación de a fuen
ia voltaje de disparo es ajusta- te. Una vez calibrado el
ta A
25V), sem figura te de alambre por el fusible
siendo VOUT el voltaje de 8.43b. En este caso, se utili- (SA, máxin
salida(1C1), VGrel voltaje mi- za como referencia de ten- consumo de corriente del
nimo de compuerta (Thi), Vz sión un circuito integ cuito es del orden de Ima.
estra en la
E Your
E)
De=INSERE GEN)
Tiana (S0VI6A)
Figura 8.430. Fue
Figura 8430 Crombar ajusta etre SV
Disipadores de calor na como Rth, sc expresa en _siendo Pd la potencia di
Una consideración muy im- grados centígrados por vatio … sipada por el semiconductor y
portante cuando se utiliza un CCAW) y se define mediante la AT la diferencia ente la tem-
regulador monolítico, yen ge- siguiente fórmula, denominada. peratura interna del cristal (TJ)
neral cualquier semiconductor Ley de Ohm Térmica: y la temperatura ambiente
de potencia, es seleccionar el (Ta). En algunas ocasiones, la
e calor adecuado a „Aa propia cápsula actúa como di-
disipador de calor adecuado a ri at propia cápsula ac di
las condiciones de trabajo del sipador de calor. Por tanto, no
mismo. La función básica de
un disipador es mantener la Toiles #6
temperatura interna del cristal
semiconductor por debajo de
un cierto valor máximo 1
pecificado por el fabricante.
Esta temperatura límite es del
orden de 200°C para semicon-
ductores de cápsula métalica
y de 150°C para semiconduc
plástica
tores de cápsu
En la figura 8.44-a se
ajetipico de un
semiconductor de potencia so-
bre un disipador de calor. Pa
efectos prácticos, se considera
que, en su trayecto hacia el ME
medio ambiente, el flujo de MEME]
ccalorencuentraunacierta opo- Aaa
ia, denomina- Figura 8.440 Mc
da precisamente resistencia
térmica, Esto última se des)
Disipadores de calor na como Rth, sc expresa en _siendo Pd la potencia di
Una consideración muy im- grados centígrados por vatio … sipada por el semiconductor y
portante cuando se utiliza un CCAW) y se define mediante la AT la diferencia ente la tem-
regulador monolítico, yen ge- siguiente fórmula, denominada. peratura interna del cristal (TJ)
neral cualquier semiconductor Ley de Ohm Térmica: y la temperatura ambiente
de potencia, es seleccionar el (Ta). En algunas ocasiones, la
e calor adecuado a „Aa propia cápsula actúa como di-
disipador de calor adecuado a ri at propia cápsula ac di
las condiciones de trabajo del sipador de calor. Por tanto, no
mismo. La función básica de
un disipador es mantener la Toiles #6
temperatura interna del cristal
semiconductor por debajo de
un cierto valor máximo 1
pecificado por el fabricante.
Esta temperatura límite es del
orden de 200°C para semicon-
ductores de cápsula métalica
y de 150°C para semiconduc
plástica
tores de cápsu
En la figura 8.44-a se
ajetipico de un
semiconductor de potencia so-
bre un disipador de calor. Pa
efectos prácticos, se considera
que, en su trayecto hacia el ME
medio ambiente, el flujo de MEME]
ccalorencuentraunacierta opo- Aaa
ia, denomina- Figura 8.440 Mc
da precisamente resistencia
térmica, Esto última se des)
25 nm,
Figura 8.44b. Disipador de cao
ECG4oz (1
para TO-220
un disipador exter
Rthe-a, siendo Rthj-e la re
mica entre el cris-
tal y la cápsula y Rthe-a la
entre la
cápsula y el medio ambiente,
Estos datos los suministra el
Fabricante del semiconductor.
Porejemplo, para un regu-
lador de la serie LM78xxT
(cápsula TO-220), Rthj-a
=S4'CIW y Rihj-c=4°CW, Para
TO=3). los valores correspon.
dientes son Rihj-a=39C/W y
Rihj-c=1.5°C/W. Asumiendo
Figura 8.44e. Disipador do calor
EGG440 (18°C) para 103
Tj=125°C y Ta=25°C, es decir
AT=100°C, esto implica que un
LMT8xxT y un 2N3058 pueden
disipar, por si mismos, 2W y 3W,
necesidad
respectivamente, si
de un disipador
Cuando la resistencia tér
mica de lacápsula no
es suficiente para
mantener Tj por de-
bajo de su valor
rio utilizar un dis
dor de calor externo,
el cual tiene también.
su propia resistencia
érmica, que desig.
naremos como Rths-
a. Este dato lo sumi.
stra el fabricante
del disipador, Por
ejemplo, para los di
sipadores ECG402 y
ECG440, diseñados
para cápsula TO.
y TO-3, respectiva-
mente, los valores tí-
picos de Rths-a son, en su or-
den, 17°C/W y L8°C/W. En las
figuras 8.44b y 8.440 se mues-
Resistencia termica
tricas de estos dispositivos.
Para un perfil dado de radia.
dor, la resistencia térmica es
una función de la longitud del
mismo, Esta situa
tra en la figura 8.44-d. A ma-
yor longitud, menor es la re-
Sistencia térmica, y viceversa.
Figura 8.444. Variación de la resistencia térmica er
función dela logit para un dipador con aletas
Muchos semiconductores
len acoplarse directa-
un disipador de calor
porque su superficie de con
tacto es un terminal activo,
digamos la salida o el eolec-
tor, y el disipador está eléctri
e conectado tierra. En
estos casos, debe utilizarse al-
gún medio de separación o
terface que tenga una alta re-
sistencia eléctrica y una baja
resistencia térmica. Designa:
remos está última como Rthe-
s. Por ejemplo, para la grasa
de silicona y la mica, que son
los materiales de separación
Figura 8.44b. Disipador de cao
ECG4oz (1
para TO-220
un disipador exter
Rthe-a, siendo Rthj-e la re
mica entre el cris-
tal y la cápsula y Rthe-a la
entre la
cápsula y el medio ambiente,
Estos datos los suministra el
Fabricante del semiconductor.
Porejemplo, para un regu-
lador de la serie LM78xxT
(cápsula TO-220), Rthj-a
=S4'CIW y Rihj-c=4°CW, Para
TO=3). los valores correspon.
dientes son Rihj-a=39C/W y
Rihj-c=1.5°C/W. Asumiendo
Figura 8.44e. Disipador do calor
EGG440 (18°C) para 103
Tj=125°C y Ta=25°C, es decir
AT=100°C, esto implica que un
LMT8xxT y un 2N3058 pueden
disipar, por si mismos, 2W y 3W,
necesidad
respectivamente, si
de un disipador
Cuando la resistencia tér
mica de lacápsula no
es suficiente para
mantener Tj por de-
bajo de su valor
rio utilizar un dis
dor de calor externo,
el cual tiene también.
su propia resistencia
érmica, que desig.
naremos como Rths-
a. Este dato lo sumi.
stra el fabricante
del disipador, Por
ejemplo, para los di
sipadores ECG402 y
ECG440, diseñados
para cápsula TO.
y TO-3, respectiva-
mente, los valores tí-
picos de Rths-a son, en su or-
den, 17°C/W y L8°C/W. En las
figuras 8.44b y 8.440 se mues-
Resistencia termica
tricas de estos dispositivos.
Para un perfil dado de radia.
dor, la resistencia térmica es
una función de la longitud del
mismo, Esta situa
tra en la figura 8.44-d. A ma-
yor longitud, menor es la re-
Sistencia térmica, y viceversa.
Figura 8.444. Variación de la resistencia térmica er
función dela logit para un dipador con aletas
Muchos semiconductores
len acoplarse directa-
un disipador de calor
porque su superficie de con
tacto es un terminal activo,
digamos la salida o el eolec-
tor, y el disipador está eléctri
e conectado tierra. En
estos casos, debe utilizarse al-
gún medio de separación o
terface que tenga una alta re-
sistencia eléctrica y una baja
resistencia térmica. Designa:
remos está última como Rthe-
s. Por ejemplo, para la grasa
de silicona y la mica, que son
los materiales de separación
más utilizados, los valores tipi- (Ejercicio 8S Una fuente regulada, con la misma estructura del circuño |
cos de Rihe-s son, respectiva- [de la figura 839, está diseñada para suminisar SV/SA. Fl voltaje de
mente, O.10°C/W y OAOC/W. - |sntrada es del orden de 15V. Determine la resistencia térmica maxima
requerida para el disipador de calor de (a) ICH y (B) QL. Asuma en cada
‘caso que se utlizacomo elemento de interface cápsuladisipador una rs
dela de grasa de silicona de 0 1O'C/W, Realice sus cálculos asumiendo,
Ta=35°C, Ti=125C para 1C1 y Tj=175°C para QL Los datos térmicos de
Por tanto, la resistencia |IC1 y QI son ls siguientes:
térmica total entre el cristal
onductor y el medio
Estos datos los suministra.
bricante del material.
CET me Ra
ambiente, en un montaje con [anus 10% nr sew om
disipador como el de la figu-
ra Bda es: Respuestas. (2) SON (b) 14*C/W
ción. (a) La potencia disipada por ICL es
th = Rthe + Rihe-s + Rths-a
Pp = (ViN-VOLT) x MAX.
Puesto que los valores de [siendo Vive oje mada (15V) Vor el vole de salda (SV)
ajo, Rıhes, Ty, Tay PA (maxi come due dote
grd > sus). Por tanto, la potencia mínima que debe disipar (Cl es Ph=10W. La
eels 70-220 e mismo paste ippo sol una poi
son generalmente conocidos,
la labor del diseñador se I
determinar laresisten- |Po = (T-TayRıja = (125035 CASO = 1.7W
cia térmica del dispador
(Rıhs-a) y seleccionar, en un
catálogo especializado, uno | (r-Tay(Po-Po) = (2SCASCHOW1IW
que tenga una Rıh igual o in-
ferior a este
este valor no es físicamen
Por tanto, la resistencia térmica máxima requerida es
108°CW
valor. Cuando [Esta resistencia es la suma de las resistencias térmicas unión-cópsula
Rihj-e =I'C/W), cápsula-disipador(Ribe-s=0.19C/W) y disipador-me-
io ambiente (Rihs a). Por tato
posible, es necesario acoplı
al disipador un ventilador u [neu Rh Rica LOC FO CN FN
‘tro medio similar para redu-
cir la temperatura ambiente. |()1a potencia que debe disipar el transistor QU es:
PD = (VIN VOL) x IMAX = (ISV-SV) x SA =50W
Para una mayor confiabi-
lidad, los valores de tempe
tura utilizados en los cálculos
no deben ser erfticos. Esto es, |Po= (1) Tay
debe utilizarse un valor de Tj
por debajo de la temperatura.
de unión máxima especifica- | jy
da porel fabricante y un valor
de Ta por encima de la tempe- | Esta resistencia es la suma de las resistencias térmicas uniön-cäpsula
Fous | Rmj-c=1.S°C/W), cépsula-disipador (Rthe-s=0.1°C/W) y disipador
| medio ambiente (Rıhs-a). Por tan
La cápsula TO-3 del mismo puede disipar por sf sola wna potencia
MSC IS CPC = 3.5 W
Por tant, la resistencia térmica máxima requeridas
TTMPD-Po) = (IS CISCASIWASW) = CM
mbiento de operación
máxima esperada para el eir-
cuito. En el Ejercico 8:5 se | pita = run Que + Rea
nina un caso práctico.
CAV CLSC à ON) LAON
cos de Rihe-s son, respectiva- [de la figura 839, está diseñada para suminisar SV/SA. Fl voltaje de
mente, O.10°C/W y OAOC/W. - |sntrada es del orden de 15V. Determine la resistencia térmica maxima
requerida para el disipador de calor de (a) ICH y (B) QL. Asuma en cada
‘caso que se utlizacomo elemento de interface cápsuladisipador una rs
dela de grasa de silicona de 0 1O'C/W, Realice sus cálculos asumiendo,
Ta=35°C, Ti=125C para 1C1 y Tj=175°C para QL Los datos térmicos de
Por tanto, la resistencia |IC1 y QI son ls siguientes:
térmica total entre el cristal
onductor y el medio
Estos datos los suministra.
bricante del material.
CET me Ra
ambiente, en un montaje con [anus 10% nr sew om
disipador como el de la figu-
ra Bda es: Respuestas. (2) SON (b) 14*C/W
ción. (a) La potencia disipada por ICL es
th = Rthe + Rihe-s + Rths-a
Pp = (ViN-VOLT) x MAX.
Puesto que los valores de [siendo Vive oje mada (15V) Vor el vole de salda (SV)
ajo, Rıhes, Ty, Tay PA (maxi come due dote
grd > sus). Por tanto, la potencia mínima que debe disipar (Cl es Ph=10W. La
eels 70-220 e mismo paste ippo sol una poi
son generalmente conocidos,
la labor del diseñador se I
determinar laresisten- |Po = (T-TayRıja = (125035 CASO = 1.7W
cia térmica del dispador
(Rıhs-a) y seleccionar, en un
catálogo especializado, uno | (r-Tay(Po-Po) = (2SCASCHOW1IW
que tenga una Rıh igual o in-
ferior a este
este valor no es físicamen
Por tanto, la resistencia térmica máxima requerida es
108°CW
valor. Cuando [Esta resistencia es la suma de las resistencias térmicas unión-cópsula
Rihj-e =I'C/W), cápsula-disipador(Ribe-s=0.19C/W) y disipador-me-
io ambiente (Rihs a). Por tato
posible, es necesario acoplı
al disipador un ventilador u [neu Rh Rica LOC FO CN FN
‘tro medio similar para redu-
cir la temperatura ambiente. |()1a potencia que debe disipar el transistor QU es:
PD = (VIN VOL) x IMAX = (ISV-SV) x SA =50W
Para una mayor confiabi-
lidad, los valores de tempe
tura utilizados en los cálculos
no deben ser erfticos. Esto es, |Po= (1) Tay
debe utilizarse un valor de Tj
por debajo de la temperatura.
de unión máxima especifica- | jy
da porel fabricante y un valor
de Ta por encima de la tempe- | Esta resistencia es la suma de las resistencias térmicas uniön-cäpsula
Fous | Rmj-c=1.S°C/W), cépsula-disipador (Rthe-s=0.1°C/W) y disipador
| medio ambiente (Rıhs-a). Por tan
La cápsula TO-3 del mismo puede disipar por sf sola wna potencia
MSC IS CPC = 3.5 W
Por tant, la resistencia térmica máxima requeridas
TTMPD-Po) = (IS CISCASIWASW) = CM
mbiento de operación
máxima esperada para el eir-
cuito. En el Ejercico 8:5 se | pita = run Que + Rea
nina un caso práctico.
CAV CLSC à ON) LAON
Experimento 8.3
Analisis AC de una fuente
regulada
Objetivos Descripción del cito examinado en el Expe-
+ Analizar la operación general circuito rimento82, excepto que aho-
de la fuente regulada DC del En la figura 1 se muestra el a utilizaremos un oscilosco-
Experimento 8.2 desde cl — diagrama esquemático del cir- pio para visualizar las formas
punto de vista AC o dinámico. cuito que utilizaremos en este de onda de los voltajes presen-
Famil na inter- experimento para examinar el Les en los principales puntos de
pretacién de formas de — comportamiento AC de una _ interés. Estos últimos incluyen
onda observadas en el os- fuente DC regulada. Se trata — a la entrada del puente rectifi-
ciloscopio. esencialmente del mismo eir- _cador (VPO), a la entrada del
Em
Entrada
Re
stsvisore
0
ENT
Figura 1. Circulo experimental para comprobar el funcionamiento AC de ura fuente DO
regulada utizando el Entrenador CEKIT EB-1 y un oscllscopio de doble trazo. En la parte
Superior 80 muestran las formas do onda delos votajos VPO (entrada dol roctiicado, VA
(entrada del regulador) y VO (carga) con es valores nominales de componentes indicados
Analisis AC de una fuente
regulada
Objetivos Descripción del cito examinado en el Expe-
+ Analizar la operación general circuito rimento82, excepto que aho-
de la fuente regulada DC del En la figura 1 se muestra el a utilizaremos un oscilosco-
Experimento 8.2 desde cl — diagrama esquemático del cir- pio para visualizar las formas
punto de vista AC o dinámico. cuito que utilizaremos en este de onda de los voltajes presen-
Famil na inter- experimento para examinar el Les en los principales puntos de
pretacién de formas de — comportamiento AC de una _ interés. Estos últimos incluyen
onda observadas en el os- fuente DC regulada. Se trata — a la entrada del puente rectifi-
ciloscopio. esencialmente del mismo eir- _cador (VPO), a la entrada del
Em
Entrada
Re
stsvisore
0
ENT
Figura 1. Circulo experimental para comprobar el funcionamiento AC de ura fuente DO
regulada utizando el Entrenador CEKIT EB-1 y un oscllscopio de doble trazo. En la parte
Superior 80 muestran las formas do onda delos votajos VPO (entrada dol roctiicado, VA
(entrada del regulador) y VO (carga) con es valores nominales de componentes indicados
ee 2 1. Para medir voltajes, simple
multiplique la sensibi-
lidad vertical indicada (Sv, en
oh Vidiv) por el número com-
pleto de divisiones y subdi-
EEE visiones verticales que exis
ten entre los puntos de inte-
rés (Nv), Cada división equi-
ES ess yaleaS subdiviones, Portan
a to, una subdivisión debe ser
comada como 0 2 divisiones.
Figure 2. Foma de onda entre Py O (Vr) en el eut de a igure 1
slizando las salidas «12V y «OV. de La fuento AC do Entrenador EB-1.
voto que no es una snusoido pertecta, sino que presenta un ligero. Como ejemplo, considere
corte on lo picos positives y negatvos, Esta forma de distorsión mos la deterininacién de la
alecta los procesos de racticación y regulación. e indica las mediciones
corespondlentes ala ampitud (17Vp) y al período dela o
oe sm mplitud o valor pico de Vio
regulador (VA), sobre la re- pectivamente, a las salidas 2. En este caso, los puntos de
sistencia carga (VB) ysobre “12V” y “OV del EB-1). Para _imtéres son el nivel de referen
la resistencia de control cada voltaje mostraremos elos- cia de OV y el pico positivo o
(Ve). Conexcepción de VPQ, eilograma o fotografía de la
todos estos voltajes estänre- forma de onda correspondien-
feridos a terre te observada en la pantalla, visiones (3 divisioncs + 2 sub-
acompañado delos respectivos divisones). Puesto que la se
L rámetros bajo los cuales se sibilidad o factor de escala
das utilizando una resistencia hizo la medida. Para determi- vertical es Sv = 5 Vidiv
de carga Ri de 1000 y lasali- nar los valores de voltaje y de plitud o valor pico de la seña
da de 12VAC del Entrenador tiempoasociados concualquicr (Vp) es simplemente
CEKIT EB-1 (entradas Py Q par de puntos de la forma de
delrectficador conectadas res- onda siga estas reglas Veo
negativo de la onda
pruebas fueronrealiza-
5 (Vidiv) x3.4 (div)
17V
FOIRE = En general
+ + AVaSeENY
= ing siendo AV ladierncia de vol
| E beac de o ls
Bn ade cala ver
je tical y Nv el número de divi
— lms vend en
entre os puntos considerados.
Figura 3. Dotal dela seña! do rizado suporpuesta al nivel DC de 18.54
aon anto al punto A y Bora (Va) do! culto de la figura con
(©1=1000 uF y R=1000. Se ncica las mediciones correspondientes ala 2, Para medirtiempos, simple-
a oca a Dee
tanto. la ROSE dol izado es el doble do la frecuencia do inca, bilidad horizontal indicada
multiplique la sensibi-
lidad vertical indicada (Sv, en
oh Vidiv) por el número com-
pleto de divisiones y subdi-
EEE visiones verticales que exis
ten entre los puntos de inte-
rés (Nv), Cada división equi-
ES ess yaleaS subdiviones, Portan
a to, una subdivisión debe ser
comada como 0 2 divisiones.
Figure 2. Foma de onda entre Py O (Vr) en el eut de a igure 1
slizando las salidas «12V y «OV. de La fuento AC do Entrenador EB-1.
voto que no es una snusoido pertecta, sino que presenta un ligero. Como ejemplo, considere
corte on lo picos positives y negatvos, Esta forma de distorsión mos la deterininacién de la
alecta los procesos de racticación y regulación. e indica las mediciones
corespondlentes ala ampitud (17Vp) y al período dela o
oe sm mplitud o valor pico de Vio
regulador (VA), sobre la re- pectivamente, a las salidas 2. En este caso, los puntos de
sistencia carga (VB) ysobre “12V” y “OV del EB-1). Para _imtéres son el nivel de referen
la resistencia de control cada voltaje mostraremos elos- cia de OV y el pico positivo o
(Ve). Conexcepción de VPQ, eilograma o fotografía de la
todos estos voltajes estänre- forma de onda correspondien-
feridos a terre te observada en la pantalla, visiones (3 divisioncs + 2 sub-
acompañado delos respectivos divisones). Puesto que la se
L rámetros bajo los cuales se sibilidad o factor de escala
das utilizando una resistencia hizo la medida. Para determi- vertical es Sv = 5 Vidiv
de carga Ri de 1000 y lasali- nar los valores de voltaje y de plitud o valor pico de la seña
da de 12VAC del Entrenador tiempoasociados concualquicr (Vp) es simplemente
CEKIT EB-1 (entradas Py Q par de puntos de la forma de
delrectficador conectadas res- onda siga estas reglas Veo
negativo de la onda
pruebas fueronrealiza-
5 (Vidiv) x3.4 (div)
17V
FOIRE = En general
+ + AVaSeENY
= ing siendo AV ladierncia de vol
| E beac de o ls
Bn ade cala ver
je tical y Nv el número de divi
— lms vend en
entre os puntos considerados.
Figura 3. Dotal dela seña! do rizado suporpuesta al nivel DC de 18.54
aon anto al punto A y Bora (Va) do! culto de la figura con
(©1=1000 uF y R=1000. Se ncica las mediciones correspondientes ala 2, Para medirtiempos, simple-
a oca a Dee
tanto. la ROSE dol izado es el doble do la frecuencia do inca, bilidad horizontal indicada
+ INS — divisiones): Puesto inform. Portao,ncs ini
1 la horizontal (Sh) es nn
ni, cl periodo cu price mu. de
de in seBial (Tvro)es _ sunqucroimpresciadibe quee
ba simplemente: 200108 filiale cou al
Figura onda DC de Va aca) y Tito = 5 (mali) x quese traten all ona
Kae BE ci a ALA su ca50, NO se preocu
(Sh,enms/div) porelmüme. Teniendoencuentaquela que apre «waz
ro completo de divisiones y frecuencia es el inverso del
subdivisiones horizontales _ período, la frecuencia de la
que existen entre los puntos señal anterior es
de interés (Nh). Nue
Ímen- mente igual a 60Hz, como era
te, cada división equivale a de esperar. En general: Procedimiento
5 subdiviones. Por tanto, u 1. Inicialmente observaremos
subdivisión debe ser conta- AT = ShxNh las formas de onda de VPQ,
da como 0.2 divisiones. VA, VB y VC en las condi
siendo AT la diferencia de tiem- ciones iniciales delcircuito,es
Como ejemplo, considere- po entre dos puntos, Shia sensi- decir con C1, C2, C3 y C4
‘mos la determinación del pe- bilidad o factor de escala hori- igualesa 1000F,0.1,F,474F
riodo de la misma forma de zontal y Nv el número de divi-— y LOHE respectivamente. Asi
‘onda anterior, ver figura 2. En siones horizontales de separación — mismo, — VPQ=12Vems,
este caso, los puntos de inte- entre los puntos considerados. VB=6Vüc y RL=1000.
rés son el comienzo y el final
de un ciclo, La separación.
tre ambos es 3.3 divisiones (3
va
1svigobz El bs
0 01, 2, 3,0
zeovisote ©" 1NdoOs
a |
al luncionamionto do la fonte DC do a figura 1 sh ano
Figura 5. Crcuto experimental para comprobar
1 la horizontal (Sh) es nn
ni, cl periodo cu price mu. de
de in seBial (Tvro)es _ sunqucroimpresciadibe quee
ba simplemente: 200108 filiale cou al
Figura onda DC de Va aca) y Tito = 5 (mali) x quese traten all ona
Kae BE ci a ALA su ca50, NO se preocu
(Sh,enms/div) porelmüme. Teniendoencuentaquela que apre «waz
ro completo de divisiones y frecuencia es el inverso del
subdivisiones horizontales _ período, la frecuencia de la
que existen entre los puntos señal anterior es
de interés (Nh). Nue
Ímen- mente igual a 60Hz, como era
te, cada división equivale a de esperar. En general: Procedimiento
5 subdiviones. Por tanto, u 1. Inicialmente observaremos
subdivisión debe ser conta- AT = ShxNh las formas de onda de VPQ,
da como 0.2 divisiones. VA, VB y VC en las condi
siendo AT la diferencia de tiem- ciones iniciales delcircuito,es
Como ejemplo, considere- po entre dos puntos, Shia sensi- decir con C1, C2, C3 y C4
‘mos la determinación del pe- bilidad o factor de escala hori- igualesa 1000F,0.1,F,474F
riodo de la misma forma de zontal y Nv el número de divi-— y LOHE respectivamente. Asi
‘onda anterior, ver figura 2. En siones horizontales de separación — mismo, — VPQ=12Vems,
este caso, los puntos de inte- entre los puntos considerados. VB=6Vüc y RL=1000.
rés son el comienzo y el final
de un ciclo, La separación.
tre ambos es 3.3 divisiones (3
va
1svigobz El bs
0 01, 2, 3,0
zeovisote ©" 1NdoOs
a |
al luncionamionto do la fonte DC do a figura 1 sh ano
Figura 5. Crcuto experimental para comprobar
Eloscilograma correspon- esta razón no se muestra, El
dientes a Veo, analizado pr oscilograma de VC es idk
mente, se muestra enla figura co, excepto que tiene una am
2. Observe que se trata prácti- — plitud de 4.8V.
«camente de una onda seno.
métrica, con un ligero recorte — 2. Ahora examinaremos las for
‘en los picos, de 17V de ampli- _ mas de onda de VA, VB y VC
a a
cuencia o ata de repetición. filrosderizado,esdecircuan- Fur oras cna ea
¿Cuál debe sersu valormms? doseretran Ci, C3y Carr rn ers
uraS Eloscilopranacones- stones ct Der qe ane
Fender ae He
DCconun valorpromedio del la pane superior dela figura 13 any ado ose
orden de SV que presentauna 6, Observe quees simplemen- "= dr
ierta ondulación o rizado. tela: 'VPQ rectificadaen 4. Para finalizar, examinemos
Esta ondulación (ripple) se — ondacompleta,conunrizado To que sucede con VA y VB
"muestra en detalle en lafigu- de 120Hlzy aproximadamen- cuando se instala C3 (47}F)
Be an Be
una amplitud del orden de Kad (Cl) de 100A Los os
0.4Vpp y una frecuencia de El oscilograma correspon- _cilogramas correspondientes
iran en la figura 8.
120Hz. Este último resultado diente a Vi se muestra en la se mu
era de esperar ‚Porqu6? parte inferior de la figura 6.
Observe que es también u
Eloscitograma correspon- — señal DC pulsante, pero zado de VA, aunque sigue
dientes a Va se muestra en la una amplitud de 6Vpp y se — siendo mayor que el obte
parte inferior de la figura 4. mantiene constante en este do con el valor de Cl ut
El oscilograma de la pare su- alor cuando VA es mayor de zado originalmente (1000
perior corresponde a Va. Note SV ¿Por qué? El oscilograma HF). Sin embargo, VB
Que Vo es un nivel DC cons. de Vcesidéntico, excepto que — ahora un
tante de 6.0V, sin variaciones. tiene una amplitud de 4.8V pp. te de 6V,
De hecho, el rizado es präcti- ‚Por qué? Derive sus propias
camente imperceptible. Por 3. Examinemds ahora lo que
sucede con VA, VB y VC
cuando se instala el filtro de
rizado C4 (LOF) en el er
minal de ajuste del regula
dor, figura 7. Observe que
VA no se afecta, pero VC se
suaviza, manteniéndose
prácticamente constante y
con muy pocorizado. Lafor- Paura os de mar ve
va ma de onda de VB, que no op eee per scr
se muestra, mejora un poco,
pero sigue teniendo una on= 27
(o nara Va y Vag para Vo dulación, del orden de 4Vpp. £2 ons
Figure 8 Formas de
gua tn C1, Cay C
dientes a Veo, analizado pr oscilograma de VC es idk
mente, se muestra enla figura co, excepto que tiene una am
2. Observe que se trata prácti- — plitud de 4.8V.
«camente de una onda seno.
métrica, con un ligero recorte — 2. Ahora examinaremos las for
‘en los picos, de 17V de ampli- _ mas de onda de VA, VB y VC
a a
cuencia o ata de repetición. filrosderizado,esdecircuan- Fur oras cna ea
¿Cuál debe sersu valormms? doseretran Ci, C3y Carr rn ers
uraS Eloscilopranacones- stones ct Der qe ane
Fender ae He
DCconun valorpromedio del la pane superior dela figura 13 any ado ose
orden de SV que presentauna 6, Observe quees simplemen- "= dr
ierta ondulación o rizado. tela: 'VPQ rectificadaen 4. Para finalizar, examinemos
Esta ondulación (ripple) se — ondacompleta,conunrizado To que sucede con VA y VB
"muestra en detalle en lafigu- de 120Hlzy aproximadamen- cuando se instala C3 (47}F)
Be an Be
una amplitud del orden de Kad (Cl) de 100A Los os
0.4Vpp y una frecuencia de El oscilograma correspon- _cilogramas correspondientes
iran en la figura 8.
120Hz. Este último resultado diente a Vi se muestra en la se mu
era de esperar ‚Porqu6? parte inferior de la figura 6.
Observe que es también u
Eloscitograma correspon- — señal DC pulsante, pero zado de VA, aunque sigue
dientes a Va se muestra en la una amplitud de 6Vpp y se — siendo mayor que el obte
parte inferior de la figura 4. mantiene constante en este do con el valor de Cl ut
El oscilograma de la pare su- alor cuando VA es mayor de zado originalmente (1000
perior corresponde a Va. Note SV ¿Por qué? El oscilograma HF). Sin embargo, VB
Que Vo es un nivel DC cons. de Vcesidéntico, excepto que — ahora un
tante de 6.0V, sin variaciones. tiene una amplitud de 4.8V pp. te de 6V,
De hecho, el rizado es präcti- ‚Por qué? Derive sus propias
camente imperceptible. Por 3. Examinemds ahora lo que
sucede con VA, VB y VC
cuando se instala el filtro de
rizado C4 (LOF) en el er
minal de ajuste del regula
dor, figura 7. Observe que
VA no se afecta, pero VC se
suaviza, manteniéndose
prácticamente constante y
con muy pocorizado. Lafor- Paura os de mar ve
va ma de onda de VB, que no op eee per scr
se muestra, mejora un poco,
pero sigue teniendo una on= 27
(o nara Va y Vag para Vo dulación, del orden de 4Vpp. £2 ons
Figure 8 Formas de
gua tn C1, Cay C
8.4.9 Reguladores
de conmutación
Todos los circuitos de regula-
ción que hemos examinado
hasta el momento son lineales
porque utilizan un transistor de
paso, trabaj
sistencia line.
do como una re
al, en serie con la
fi lada. Este
tipo de fuentes son relativa:
mente sencillas de diseñar y su “94ra 2:45. Regulador de conmutación elevador (Step up)
uso está muy extendido. Su dores de potencia, lo cual los 8.5 Fuentes
desventaja es la disi- hace muy compactos y livia- de corriente
n- nos. Por ello, resultan
principa
pación de pot
te en el transistor de paso, la
cual aumenta a medida que se — mentación de comp
incrementa la corriente de car- personales y perífericos, su tiencn
ola diferencia entre el vol- principal campo de aplicación. car:
taje de entrada y el de salida, la corriente a tra
Los reguladores conmuta- ma permanezca dentro de un
ificado. Mu-
para obtener altas corrientes le en un capítulo posterior, „ sin embar-
con voltajes pequeños se re- puedenser básicamente de tres go, exigen ser alimentadas por
quieren disipadores de tipos: reductores, elevadores o una fuente de corriente cons-
ta inversores, dependiendo de si tante, es decir una fuente que
disipación de potencia en el el voltaje de salida es menor, > mantenga una corriente fija a
transistor de salida es utilizán- mayor o de polaridad opuesta través de un circuito externe,
dolo como interruptor, es de- con respecto al voltaje de en- _ independientemente de la re-
cirno permitiendo que funcio- ada. En la figura 8.45 se sistencia de carga o el voltaje
ne en su zona activa o lineal, muestra como ejemplo el prin- — aplicado, En la figura 8.46 se
Este modo de operación con- cipio de funcionamiento de un — muestran los símbolos utiliza-
Todas las fuentes que hemos
son de voltaje, es decir man
a tensión fija sobre la
‘durante el tiempo en que
és de la mis-
cia per
lo hasta el momento
¿tivos como fue
tra
Lo anterior implica que dos, que se examinan en deta- _ intervalo espe
chas aplicacione
duce al concepto de regulado- — regulador elevador o step-up. dos en los esquemas electró-
res conmutados o de suicheo En este caso, QI actúa como nicos para su representación.
(switching regulators). un interruptor que se cierra o
se abre dependiendo de si la se Una forma sencilla de ob-
1 de control aplicada ala base tener una fuente de corriente
Los reguladores conmuta-
te es utilizando un FET
nos potencia. es de nivel alto o bajo. En el
artes lineales, primer caso, la bobina LI se
de des. carga a través de la fuente no nectada al surtidor, como se
da (Vin), mientras queen muestra cn la figura 8.47a,
dos consumen m
que sus contra
sitan un volta
enganche y pueden suminis:
trar muy altas corrientes con el segundose descarga através Bajo esta condición, la co-
voltajes pequeños. Además, del condensador de salida (C2). - rriente a través de la car
pueden trabajar directamente itud del voltaje DC de — prácticamente igual al valor
desde una red AC rectificada, - Salida depende de I
sin necesidad de transforma. risticas de la señal de control. — nador del JFI
caracte- nominal de la corriente de dre-
T (pss). Para el
de conmutación
Todos los circuitos de regula-
ción que hemos examinado
hasta el momento son lineales
porque utilizan un transistor de
paso, trabaj
sistencia line.
do como una re
al, en serie con la
fi lada. Este
tipo de fuentes son relativa:
mente sencillas de diseñar y su “94ra 2:45. Regulador de conmutación elevador (Step up)
uso está muy extendido. Su dores de potencia, lo cual los 8.5 Fuentes
desventaja es la disi- hace muy compactos y livia- de corriente
n- nos. Por ello, resultan
principa
pación de pot
te en el transistor de paso, la
cual aumenta a medida que se — mentación de comp
incrementa la corriente de car- personales y perífericos, su tiencn
ola diferencia entre el vol- principal campo de aplicación. car:
taje de entrada y el de salida, la corriente a tra
Los reguladores conmuta- ma permanezca dentro de un
ificado. Mu-
para obtener altas corrientes le en un capítulo posterior, „ sin embar-
con voltajes pequeños se re- puedenser básicamente de tres go, exigen ser alimentadas por
quieren disipadores de tipos: reductores, elevadores o una fuente de corriente cons-
ta inversores, dependiendo de si tante, es decir una fuente que
disipación de potencia en el el voltaje de salida es menor, > mantenga una corriente fija a
transistor de salida es utilizán- mayor o de polaridad opuesta través de un circuito externe,
dolo como interruptor, es de- con respecto al voltaje de en- _ independientemente de la re-
cirno permitiendo que funcio- ada. En la figura 8.45 se sistencia de carga o el voltaje
ne en su zona activa o lineal, muestra como ejemplo el prin- — aplicado, En la figura 8.46 se
Este modo de operación con- cipio de funcionamiento de un — muestran los símbolos utiliza-
Todas las fuentes que hemos
son de voltaje, es decir man
a tensión fija sobre la
‘durante el tiempo en que
és de la mis-
cia per
lo hasta el momento
¿tivos como fue
tra
Lo anterior implica que dos, que se examinan en deta- _ intervalo espe
chas aplicacione
duce al concepto de regulado- — regulador elevador o step-up. dos en los esquemas electró-
res conmutados o de suicheo En este caso, QI actúa como nicos para su representación.
(switching regulators). un interruptor que se cierra o
se abre dependiendo de si la se Una forma sencilla de ob-
1 de control aplicada ala base tener una fuente de corriente
Los reguladores conmuta-
te es utilizando un FET
nos potencia. es de nivel alto o bajo. En el
artes lineales, primer caso, la bobina LI se
de des. carga a través de la fuente no nectada al surtidor, como se
da (Vin), mientras queen muestra cn la figura 8.47a,
dos consumen m
que sus contra
sitan un volta
enganche y pueden suminis:
trar muy altas corrientes con el segundose descarga através Bajo esta condición, la co-
voltajes pequeños. Además, del condensador de salida (C2). - rriente a través de la car
pueden trabajar directamente itud del voltaje DC de — prácticamente igual al valor
desde una red AC rectificada, - Salida depende de I
sin necesidad de transforma. risticas de la señal de control. — nador del JFI
caracte- nominal de la corriente de dre-
T (pss). Para el
2NS484, por ejemplo, un rriente suministrada por
JFET de canal N muy po- este circuito se puede eva-
pular el valor de IDSS es luar a parti de la siguien-
típicamente entre ImA y te formula:
SA. Sobre este principio.
se basan los diodos regu-
ladores de corriente,
como los de la serie Cuando se requiere
1N5283-1NS314, que una fuente de corriente de
proporcionan corrientes Figura 8.46 Smbología de fuentes de corrente — alta potencia,
desde 0.22mA (IN5283) Bajo estas condiciones, qued te altemativa es utilizar un
hhasta4.7mA (1NS314) -Todos aplicado un voltaje de polari- Tegulador de voltaje de tester.
ellos son JFETs con la com- zaciôn VGS=-0.3V entre com. Mimales, fijo ajustable, como
puerta conectada al surtidor. _ puerta y surtidor que garanti
la estabilidad de la corriente.
hn tee Voz Vos
Ar
En a figura 8.47b seindi-
cala forma de modificar el cir-
cuito de la figura 8.47a para pueden utilizar tra
obtener una fuente de corrien- _ polares para la realización de
te ajustable. El efecto de lare- fuentes de corriente. En la fie
sistencia RI es reducir la c0- gura 8.470 se muestra un
rente de drenador (ID) porde- cjemplo. En este caso, unadis-
bajo de IDSS, permitiendo que. minuciôn en la corriente de
la misma pueda ser ajustada carga (Iu=Ic) produce unare. Siendo VREF € IQ el vol
con mayor precisión. El valor — ducciónen la corriente deemi- ‘ie de referencia y la corrien
exacto de RI puede ser calcu- sor (IE=IC) y, por tanto, en la !© de polarización del reg
lado a partir de las curvas ca- cafda de voltaje através de RE 40%, respectiv
racteríticas de drenador del (VE). Al disminuir VE, au 450 del circuito de la figura.
JFET particular considerado. mentan también VBE y la ca- 8:48, el voltaje de referenc
Por ejemplo, con RI=1502 y > pacidad de conducción del VREF es el voltaje de salida
un JFET 2NS484 se obtiene transistor. Como resultado, I, nominal del regulador e IQ es
unacoriente de salida de 2mA. ipicamente del orden de 6mA.
lida (lo) que circula a través de
epende del valor de RI y
se programa mediante la si
guiente ecuación:
se mantiene const
ass sm Re
(al ar «an es
EU
à Jara
asias is
Aie a
A ska
nf ESTE
(a) = a ©
Figura 847 Gros prácticos de fuentes de coniento con semiconductores dscratos
(a) Fuente do comente tia con JFET.(b) Fuente de cornonto ajustable con JFET. (6) Fuente de contento con
transistor Bipolar
JFET de canal N muy po- este circuito se puede eva-
pular el valor de IDSS es luar a parti de la siguien-
típicamente entre ImA y te formula:
SA. Sobre este principio.
se basan los diodos regu-
ladores de corriente,
como los de la serie Cuando se requiere
1N5283-1NS314, que una fuente de corriente de
proporcionan corrientes Figura 8.46 Smbología de fuentes de corrente — alta potencia,
desde 0.22mA (IN5283) Bajo estas condiciones, qued te altemativa es utilizar un
hhasta4.7mA (1NS314) -Todos aplicado un voltaje de polari- Tegulador de voltaje de tester.
ellos son JFETs con la com- zaciôn VGS=-0.3V entre com. Mimales, fijo ajustable, como
puerta conectada al surtidor. _ puerta y surtidor que garanti
la estabilidad de la corriente.
hn tee Voz Vos
Ar
En a figura 8.47b seindi-
cala forma de modificar el cir-
cuito de la figura 8.47a para pueden utilizar tra
obtener una fuente de corrien- _ polares para la realización de
te ajustable. El efecto de lare- fuentes de corriente. En la fie
sistencia RI es reducir la c0- gura 8.470 se muestra un
rente de drenador (ID) porde- cjemplo. En este caso, unadis-
bajo de IDSS, permitiendo que. minuciôn en la corriente de
la misma pueda ser ajustada carga (Iu=Ic) produce unare. Siendo VREF € IQ el vol
con mayor precisión. El valor — ducciónen la corriente deemi- ‘ie de referencia y la corrien
exacto de RI puede ser calcu- sor (IE=IC) y, por tanto, en la !© de polarización del reg
lado a partir de las curvas ca- cafda de voltaje através de RE 40%, respectiv
racteríticas de drenador del (VE). Al disminuir VE, au 450 del circuito de la figura.
JFET particular considerado. mentan también VBE y la ca- 8:48, el voltaje de referenc
Por ejemplo, con RI=1502 y > pacidad de conducción del VREF es el voltaje de salida
un JFET 2NS484 se obtiene transistor. Como resultado, I, nominal del regulador e IQ es
unacoriente de salida de 2mA. ipicamente del orden de 6mA.
lida (lo) que circula a través de
epende del valor de RI y
se programa mediante la si
guiente ecuación:
se mantiene const
ass sm Re
(al ar «an es
EU
à Jara
asias is
Aie a
A ska
nf ESTE
(a) = a ©
Figura 847 Gros prácticos de fuentes de coniento con semiconductores dscratos
(a) Fuente do comente tia con JFET.(b) Fuente de cornonto ajustable con JFET. (6) Fuente de contento con
transistor Bipolar
‘Nout
48 Fuentes de comient prácticas con circus integrados. (a) Fuente ajustable (78x) (b) Fuente ia
{317 (6) Fuera programable (LMS) Sin ik ni DI st me cr es un sensor de lampara
plo, para obtener 8.6 Referencias
w à de En de voltaje
800mA con un regulador de a Con frecuencia es necesario
SV LM340T5.0, el valor de Por ejemplo, para obiener disponer de voltajes de refe
RI debe ser de 6.290. una sde d0OA, Rsdebeserdel rencia precisos y estables
orden de 3300. DI, que debe dentro de un circuito. Si la
En el caso del cireuito de estaracopladotérmicamente ala aplicación no es muy. critic,
la figura 8.48b, VREE=1.25V cipsuladeICl,yR2K, quedebe puede utilizarse un regulador
e timo pará- ser del orden de 1ORs, minimi- DC ajustable. Sin embarg
metro es típicamente del orden 7an la dependencia de Is con la cuando se requiere precisión,
de SOLA. Así, para una fuente temperatura, El circuito puede — alta estabilidad y operación li
de corriente de 1A, RI debe ser ajustado para cualquier co- bre de ruido, la mejor solu
ser igual a 1,20. rriente entre IA y 10mA ción es utilizar una referen-
cia de voltaje.
Actualmente se dispone Sin RK ni DI. la corriente
también de circuitos integra- de salida del LM334en el cir- Las referencias de volta
dos específicamente desarro- — cuito de la figura 8:48c es di- _je son circuitos discretos o in
Senatvo cst EM334 de Na BEET cieno rango, y prácticamente
tonal Semiconductor. En la insensible a los cambios de
cuito práctico de aplicación de en WA, T la temperatura abso- Pueden ser de dos tipos: ze-
este chip. En este caso, la co- luta en °K y Rs la resistencia ner ode banda (bandgap). À
rriente de salida depende del de fijación en Q Por ejemplo, cont
valor de Rs y está dada por la con Rs= 30022, el valor de Is
siguiente fórmula aproximada: 435°C (308°K) es de 212 HA. de cada uno.
as características generales
48 Fuentes de comient prácticas con circus integrados. (a) Fuente ajustable (78x) (b) Fuente ia
{317 (6) Fuera programable (LMS) Sin ik ni DI st me cr es un sensor de lampara
plo, para obtener 8.6 Referencias
w à de En de voltaje
800mA con un regulador de a Con frecuencia es necesario
SV LM340T5.0, el valor de Por ejemplo, para obiener disponer de voltajes de refe
RI debe ser de 6.290. una sde d0OA, Rsdebeserdel rencia precisos y estables
orden de 3300. DI, que debe dentro de un circuito. Si la
En el caso del cireuito de estaracopladotérmicamente ala aplicación no es muy. critic,
la figura 8.48b, VREE=1.25V cipsuladeICl,yR2K, quedebe puede utilizarse un regulador
e timo pará- ser del orden de 1ORs, minimi- DC ajustable. Sin embarg
metro es típicamente del orden 7an la dependencia de Is con la cuando se requiere precisión,
de SOLA. Así, para una fuente temperatura, El circuito puede — alta estabilidad y operación li
de corriente de 1A, RI debe ser ajustado para cualquier co- bre de ruido, la mejor solu
ser igual a 1,20. rriente entre IA y 10mA ción es utilizar una referen-
cia de voltaje.
Actualmente se dispone Sin RK ni DI. la corriente
también de circuitos integra- de salida del LM334en el cir- Las referencias de volta
dos específicamente desarro- — cuito de la figura 8:48c es di- _je son circuitos discretos o in
Senatvo cst EM334 de Na BEET cieno rango, y prácticamente
tonal Semiconductor. En la insensible a los cambios de
cuito práctico de aplicación de en WA, T la temperatura abso- Pueden ser de dos tipos: ze-
este chip. En este caso, la co- luta en °K y Rs la resistencia ner ode banda (bandgap). À
rriente de salida depende del de fijación en Q Por ejemplo, cont
valor de Rs y está dada por la con Rs= 30022, el valor de Is
siguiente fórmula aproximada: 435°C (308°K) es de 212 HA. de cada uno.
as características generales
co voto
ner de poción de 2.00 Y
Referencias de
precisión zener
Las referencias de volt
ner estän desarrolladas alrede-
diodos ze
ner compensados o de bajo
coeficiente térmico (Tempco),
Estos últimos, que deben ser
alimentados con una corren
te constante, suministran vol
tajes nominales del orden de
6.2V y están formados por un
diodo zener de 5.6V en serie
con un diodo polarizado direc
nie. Para obtener un vol
taje de salida distinto del no-
‘minal, pero con la misma pre.
cisión, puede utilizarse un
amplificador operacional. Los
dores operacionales.
nan en detalle en el
mo varía el voltaje de slid
on la temperatura. Se espe
Ejemplos de diodos zener
compensados representativos
son los de las series INI821-
1N1829 (6.2V) y 1N4890-
1N4895 (6.35V).
son de 400mW, operan con una
nominal de 7.5mA y
proporcionan tempcos desde
ppmvC hasta +100 ppm C.
En la figura 8.49 se muestra
comoejemplo de aplicación una
referencia de precisión zenerde
8.0V, con una exactitud de
+ImV, desarrollada alrededor
de un INIS29. La corriente de
no(ImA)
se deriva de la tensión de salida.
a través de RI. Se puede pro-
amar cualquier valor de Vo su-
perior a 5.6V sele
adecuadamente los valores de
RI, R2 y R3 de acuerdo a las
siguientes fórmulas
operación de este iti
jonando
VecsR2 ioe
Figura 850 Roterencia de votajo bandgap "clica de 5.0V con
ad de volaje d lermco poso que se agrega a Y
FR deter a ca
Vos VEX (R2 + R3)
RS
rr Yo- Ye
k
siendo Vz=5.6V e
Ima, para este caso. Por
mplo, para obtener una ten-
sión de referencia de 10.0V.
RI debe ser de 4.4kQ, R3 pue
de seguir siendo de 220K y
R2 debe ser de 173kQ. El
voltaje de alimentación debe
ser, por lo menos, 2V mayor
que el voltaje de salida desc
do.Lacom
debe exceder de 15mA.
e demandada no
También se dispone de re
forencias zener de precisión
integradas. La tabla 8,
ciona algunos ejemplos. La
a de estos chips vienen
en cópsula plástica TO-92 de
dos otre terminales, También.
se dispone de versiones en
psula TO-46 (metálica), DIP
(doble fila), SO (montaje su-
perfici
ner de poción de 2.00 Y
Referencias de
precisión zener
Las referencias de volt
ner estän desarrolladas alrede-
diodos ze
ner compensados o de bajo
coeficiente térmico (Tempco),
Estos últimos, que deben ser
alimentados con una corren
te constante, suministran vol
tajes nominales del orden de
6.2V y están formados por un
diodo zener de 5.6V en serie
con un diodo polarizado direc
nie. Para obtener un vol
taje de salida distinto del no-
‘minal, pero con la misma pre.
cisión, puede utilizarse un
amplificador operacional. Los
dores operacionales.
nan en detalle en el
mo varía el voltaje de slid
on la temperatura. Se espe
Ejemplos de diodos zener
compensados representativos
son los de las series INI821-
1N1829 (6.2V) y 1N4890-
1N4895 (6.35V).
son de 400mW, operan con una
nominal de 7.5mA y
proporcionan tempcos desde
ppmvC hasta +100 ppm C.
En la figura 8.49 se muestra
comoejemplo de aplicación una
referencia de precisión zenerde
8.0V, con una exactitud de
+ImV, desarrollada alrededor
de un INIS29. La corriente de
no(ImA)
se deriva de la tensión de salida.
a través de RI. Se puede pro-
amar cualquier valor de Vo su-
perior a 5.6V sele
adecuadamente los valores de
RI, R2 y R3 de acuerdo a las
siguientes fórmulas
operación de este iti
jonando
VecsR2 ioe
Figura 850 Roterencia de votajo bandgap "clica de 5.0V con
ad de volaje d lermco poso que se agrega a Y
FR deter a ca
Vos VEX (R2 + R3)
RS
rr Yo- Ye
k
siendo Vz=5.6V e
Ima, para este caso. Por
mplo, para obtener una ten-
sión de referencia de 10.0V.
RI debe ser de 4.4kQ, R3 pue
de seguir siendo de 220K y
R2 debe ser de 173kQ. El
voltaje de alimentación debe
ser, por lo menos, 2V mayor
que el voltaje de salida desc
do.Lacom
debe exceder de 15mA.
e demandada no
También se dispone de re
forencias zener de precisión
integradas. La tabla 8,
ciona algunos ejemplos. La
a de estos chips vienen
en cópsula plástica TO-92 de
dos otre terminales, También.
se dispone de versiones en
psula TO-46 (metálica), DIP
(doble fila), SO (montaje su-
perfici
Referencias de
precisién bandgap
tas de voltae tipo
banda o bandgap, por su pi
te, están desarrolladas ale
¿or detransistores. En la figu-
ra 8.50 se muestra un eje
plo. El circuito dentro del re
Las referer
cuadro proporciona u
sión de referencia de 1
con un coeficiente térmico 0
de temperatu
ticamente
tempo) präc-
ala
plificador operacional y sus
componentes asociados (RA.
RS y R6) se encargan de am
plificar este voltaje hasta
5.00V. R2 se escoge de modo
que la caída de voltaje a tra
suyo, que tiene un tempco
positivo, sea igual al VBE de
Q3, que tiene un tempco ne-
vo. El voltaje de salida
dado por
esti
Ve=Ves + Ros x
AS +R6
F5
siendo 192 la corriente de
colector de Q2.
se programa mediante R3, in-
corporada en el circuito de
colector de QL
ta corriente
En otras palabras, la co
olector de QI (IP),
que es constante, controla la
corriente de colector de Q2
(lo), que ti
sitivo, Por esta razón, el cir
cuito formado por QI y Q2 se
denomina un espejo de co-
rriente. Típicamente, IP y lo
están en una relación de 10 a
1, por ejemplo IP=10mA e
Io=1mA
rriente d
€ un tempco po
Adicionalmente, QI y Q2
deben ser transistores acopla-
dos, es decir realizados sobre
el
tenidos, por ej
arreglo de tran
mo chip. Pueden ser ob-
plo, de un
stores (ran-
sistor array), como el circuito
integrado LM394 0 LM3046,
Este último proporciona, en
una misma cápsula DIP de 14
pines, cinco transistores NPN
de propósito general, acopl:
dos térmica y eléctricamente,
tres de ellos independientes y
dos conectados en una conli-
guración llamada par diferen-
cial. El LM394 (DIP-8) sólo
Tabla 8.6 Cicutos integrados co
Las referencias bandgap
pueden ser construid:
“componentes discretos, pero lo
más práctico es utilizar circu
tos integrados de dos o tres ter-
minales desarrollados específ
camente para esta función. La
tabla 8.6 relaciona algunos
ejemplos. La mayoría de estos
chips vienen en cápsula plist
ca TO-92 de dos o tres termina
les, También se dispone de ver-
sionesTO-46, DIP , SO,
“a
mov 1209
a
732% a
Tac
2
me
27
b)
precisién bandgap
tas de voltae tipo
banda o bandgap, por su pi
te, están desarrolladas ale
¿or detransistores. En la figu-
ra 8.50 se muestra un eje
plo. El circuito dentro del re
Las referer
cuadro proporciona u
sión de referencia de 1
con un coeficiente térmico 0
de temperatu
ticamente
tempo) präc-
ala
plificador operacional y sus
componentes asociados (RA.
RS y R6) se encargan de am
plificar este voltaje hasta
5.00V. R2 se escoge de modo
que la caída de voltaje a tra
suyo, que tiene un tempco
positivo, sea igual al VBE de
Q3, que tiene un tempco ne-
vo. El voltaje de salida
dado por
esti
Ve=Ves + Ros x
AS +R6
F5
siendo 192 la corriente de
colector de Q2.
se programa mediante R3, in-
corporada en el circuito de
colector de QL
ta corriente
En otras palabras, la co
olector de QI (IP),
que es constante, controla la
corriente de colector de Q2
(lo), que ti
sitivo, Por esta razón, el cir
cuito formado por QI y Q2 se
denomina un espejo de co-
rriente. Típicamente, IP y lo
están en una relación de 10 a
1, por ejemplo IP=10mA e
Io=1mA
rriente d
€ un tempco po
Adicionalmente, QI y Q2
deben ser transistores acopla-
dos, es decir realizados sobre
el
tenidos, por ej
arreglo de tran
mo chip. Pueden ser ob-
plo, de un
stores (ran-
sistor array), como el circuito
integrado LM394 0 LM3046,
Este último proporciona, en
una misma cápsula DIP de 14
pines, cinco transistores NPN
de propósito general, acopl:
dos térmica y eléctricamente,
tres de ellos independientes y
dos conectados en una conli-
guración llamada par diferen-
cial. El LM394 (DIP-8) sólo
Tabla 8.6 Cicutos integrados co
Las referencias bandgap
pueden ser construid:
“componentes discretos, pero lo
más práctico es utilizar circu
tos integrados de dos o tres ter-
minales desarrollados específ
camente para esta función. La
tabla 8.6 relaciona algunos
ejemplos. La mayoría de estos
chips vienen en cápsula plist
ca TO-92 de dos o tres termina
les, También se dispone de ver-
sionesTO-46, DIP , SO,
“a
mov 1209
a
732% a
Tac
2
me
27
b)
En
figura 8.51 se mues. Gosse ss
los de aplicación Términoe lizado enla caracterización de regulares
trandoscjt moon Lafon
El circuito de la figura 8.51a,
desarrollado alrededor de un | Corriente de espera Standby Current rar La parade la cortante do pora:
i repr qu Se o cat decora ret
LM38S, proporciona una ten
sión de referencia de salida de
SOV. En genera e puede pro | ta as or La ra sl in oan
‘gramar cualquier tensión de sa E
lidaentre 1.24V y 5.30V selec- | feeb oul él poto parts cael regula operará de des expe
cionando adecuadamente los | feaeenes,
valores de R2 y R3 de acuerdo | est a arg plazo (Long Term
siguiente fórmula: aida ba condones d proba sovers, german
‘mo olay do onaca espocficaco y aspacin de pte
ay, La ota ce vemo so
AC, constan.
por 1600 horas
ala
Extablidad do tomporaora (Temperate Sani El cambio orcentu on al
‘ae ce sass pra una version mic dede a temporaura amber hasi
Vou: 1.24 xB3.+R2
re salero de os extemos de tempera espeúlicados para espere
El circuito de la Mgura | Restle can oserguto cano on voto e atar
8:51b, por su parte, desarrolla
do alrededor de un TLA31C, | Mende es ine Rot) Flo en ttn do aa par
proporciona una tensión de re
He jacon térmica (The Regulation El came green en el vote se
ferencia de 10.0V. El “zener” | Sfa ar un combo dado ent daacen de por soe un pene de
(realizado realmente con ‘impo ospocteaco
sistores) conduce cuando el | arado, Rechazo de Ripple Rejection. La regulacion de lnea para ts sales
voltaje aplicado al terminal de | AG ras oor encina d a cn ta cm u pu
control es del orden de 2.75V. ay
Se puede programar eualquier | Votaje de desenganche(Orpout Vos). La drena minima de vota an
vel onda yl En lu da do regu.
voltaje de salida selecionando.
adecuadamente los valores de | ei d cin de nt de soient Curr uma sense to, E
RI y R2 de acuerdo a la si- | Wagprode creo nacre crete aureola al Esa
guiente formula: ‘tas za par doler alo dela estanca de natn de co
veria enema cuando se uan vanstrs de eerzo een
Vou 2.75 xB1+ R Votaje de deteción de realimentación (Feedback Sono Voge. El ta
La rende à er, on e mais o rdlmontación droga mains el
>: Como material complementario. | Votes de entrada. Rango de (pa Votage ang) Eirang de va
e ata sobr lua el regulado, opera ento dels especias,
00
pítulo, CEKIT ofrece, entre | Vehaje derencia de ntrda-slida (OupunpurVotago Drama La de
Toro eno 0 votalo 9 entrada no rogulaco y el veka do saka guiado
aros, ls siguientes kits dic | reales reguncor porra eno de as ospeciaciónts
cos para el bano
Vote de ruido de salida (Output Nis Vota) E votajo ac ms on asada
(comstenos para más detalles) | Caen constante y sn za de aida, meio sehe un ango de hecuan
a espectiado,
Fuente de SV/LA (K-01 ote de eld. Factor de escala dl (Out Voge Set Fat. vote do
Fuente de 12-25V/1A (K-025) | sea cena pra un va urra Go sconce evo emia aus y ar
Fuente tiple de SV/3A. Vote de saca. Rango del (OupatVotage Range). El rango de vais de
1A y 12-2SV/3A (K- 053) Aa uados che à un ss api as especicnsones
figura 8.51 se mues. Gosse ss
los de aplicación Términoe lizado enla caracterización de regulares
trandoscjt moon Lafon
El circuito de la figura 8.51a,
desarrollado alrededor de un | Corriente de espera Standby Current rar La parade la cortante do pora:
i repr qu Se o cat decora ret
LM38S, proporciona una ten
sión de referencia de salida de
SOV. En genera e puede pro | ta as or La ra sl in oan
‘gramar cualquier tensión de sa E
lidaentre 1.24V y 5.30V selec- | feeb oul él poto parts cael regula operará de des expe
cionando adecuadamente los | feaeenes,
valores de R2 y R3 de acuerdo | est a arg plazo (Long Term
siguiente fórmula: aida ba condones d proba sovers, german
‘mo olay do onaca espocficaco y aspacin de pte
ay, La ota ce vemo so
AC, constan.
por 1600 horas
ala
Extablidad do tomporaora (Temperate Sani El cambio orcentu on al
‘ae ce sass pra una version mic dede a temporaura amber hasi
Vou: 1.24 xB3.+R2
re salero de os extemos de tempera espeúlicados para espere
El circuito de la Mgura | Restle can oserguto cano on voto e atar
8:51b, por su parte, desarrolla
do alrededor de un TLA31C, | Mende es ine Rot) Flo en ttn do aa par
proporciona una tensión de re
He jacon térmica (The Regulation El came green en el vote se
ferencia de 10.0V. El “zener” | Sfa ar un combo dado ent daacen de por soe un pene de
(realizado realmente con ‘impo ospocteaco
sistores) conduce cuando el | arado, Rechazo de Ripple Rejection. La regulacion de lnea para ts sales
voltaje aplicado al terminal de | AG ras oor encina d a cn ta cm u pu
control es del orden de 2.75V. ay
Se puede programar eualquier | Votaje de desenganche(Orpout Vos). La drena minima de vota an
vel onda yl En lu da do regu.
voltaje de salida selecionando.
adecuadamente los valores de | ei d cin de nt de soient Curr uma sense to, E
RI y R2 de acuerdo a la si- | Wagprode creo nacre crete aureola al Esa
guiente formula: ‘tas za par doler alo dela estanca de natn de co
veria enema cuando se uan vanstrs de eerzo een
Vou 2.75 xB1+ R Votaje de deteción de realimentación (Feedback Sono Voge. El ta
La rende à er, on e mais o rdlmontación droga mains el
>: Como material complementario. | Votes de entrada. Rango de (pa Votage ang) Eirang de va
e ata sobr lua el regulado, opera ento dels especias,
00
pítulo, CEKIT ofrece, entre | Vehaje derencia de ntrda-slida (OupunpurVotago Drama La de
Toro eno 0 votalo 9 entrada no rogulaco y el veka do saka guiado
aros, ls siguientes kits dic | reales reguncor porra eno de as ospeciaciónts
cos para el bano
Vote de ruido de salida (Output Nis Vota) E votajo ac ms on asada
(comstenos para más detalles) | Caen constante y sn za de aida, meio sehe un ango de hecuan
a espectiado,
Fuente de SV/LA (K-01 ote de eld. Factor de escala dl (Out Voge Set Fat. vote do
Fuente de 12-25V/1A (K-025) | sea cena pra un va urra Go sconce evo emia aus y ar
Fuente tiple de SV/3A. Vote de saca. Rango del (OupatVotage Range). El rango de vais de
1A y 12-2SV/3A (K- 053) Aa uados che à un ss api as especicnsones
Los amplificadores son circuitos esenciales en la mayor parte
de los sistemas electrónicos. Este capítulo examina los
aspectos generales de la teoría de los amplificadores y describe
las principales configuraciones utilizadas para amplificar
señales de audio y de alta frecuencia en forma lineal, es decir
preservando la forma de onda de la señal original. incluiremos
en este recorrido amplificadores de potencia y de baja señal
realizados con amplificadores operacionales, transistores
bipolares, FETs y circuitos integrados especializados.
9.1 Qué es un Los amplificadores ma- La necesidad de ampli
amplificador nejan s
Un amplificador puede serde- sentaciones eléctricas de señal debil e
finido como un circuito o sis- camtidados físicas como la fuerte, est pr
«trónicoqueecibeuna vor, el sonido, la luz, exc. La sente en todos los sistemas
señal de entrada relativamente conversión de estas ültimas electrónicos (audio, video, co.
es decir de convertir u
ticamente pre-
procesa internamente en señales eléctricas, o vice- > municaciones, control de po-
ida una señal _ versa, la realizan transducto- tencia, ete.). Como ejemplo,
ente. Dependiendo de res como micrófonos, par- en la figura 9.2a se ilustra la
ial de salida tiene o no I
la misma forma de onda de la amplificación propiamente dor en un sistema de sonido
señal de entrada, un amplifiea- dicha la efectúan dispositi- elemental, En este caso, un n
dor puede ser lineal ono lineal. vos activos como válvulas, _ crófono dinámicoexcita direc
E te un parlante. En la fi
mos exclusivamente a los am- grados, asociados a compo- gura 9.2b se presenta el cir
plificadores lineales, como los — nentes pasivos como resis- cuito eléctrico equivalente.
utilizados para amplificarseña- tencias, condensadores, bo:
binas y transformadores Tipi
no dinámico posee una impe-
dancia interna del orden dk
A y, sometido a una excitación
es, fotodiodos, etc. La — importancia de un amplifica:
este capítulo nos referire- transistores y circuitos inte- ta
les de jente, un micrófo-
moderada, puede llegar asumi
nistrar hasta 10 mV de voltaje
de salida en condiciones de cir
uito abierto (sin carga). En
contraste, la impedancia inter
na de un parlante común es de
8 Qy sólo convierte el 10% de
acústica. El 90% res
potencia
tante se p
en calor y otras
Figura 91 Arilicador
potencia de aude. formas de e
de los sistemas electrónicos. Este capítulo examina los
aspectos generales de la teoría de los amplificadores y describe
las principales configuraciones utilizadas para amplificar
señales de audio y de alta frecuencia en forma lineal, es decir
preservando la forma de onda de la señal original. incluiremos
en este recorrido amplificadores de potencia y de baja señal
realizados con amplificadores operacionales, transistores
bipolares, FETs y circuitos integrados especializados.
9.1 Qué es un Los amplificadores ma- La necesidad de ampli
amplificador nejan s
Un amplificador puede serde- sentaciones eléctricas de señal debil e
finido como un circuito o sis- camtidados físicas como la fuerte, est pr
«trónicoqueecibeuna vor, el sonido, la luz, exc. La sente en todos los sistemas
señal de entrada relativamente conversión de estas ültimas electrónicos (audio, video, co.
es decir de convertir u
ticamente pre-
procesa internamente en señales eléctricas, o vice- > municaciones, control de po-
ida una señal _ versa, la realizan transducto- tencia, ete.). Como ejemplo,
ente. Dependiendo de res como micrófonos, par- en la figura 9.2a se ilustra la
ial de salida tiene o no I
la misma forma de onda de la amplificación propiamente dor en un sistema de sonido
señal de entrada, un amplifiea- dicha la efectúan dispositi- elemental, En este caso, un n
dor puede ser lineal ono lineal. vos activos como válvulas, _ crófono dinámicoexcita direc
E te un parlante. En la fi
mos exclusivamente a los am- grados, asociados a compo- gura 9.2b se presenta el cir
plificadores lineales, como los — nentes pasivos como resis- cuito eléctrico equivalente.
utilizados para amplificarseña- tencias, condensadores, bo:
binas y transformadores Tipi
no dinámico posee una impe-
dancia interna del orden dk
A y, sometido a una excitación
es, fotodiodos, etc. La — importancia de un amplifica:
este capítulo nos referire- transistores y circuitos inte- ta
les de jente, un micrófo-
moderada, puede llegar asumi
nistrar hasta 10 mV de voltaje
de salida en condiciones de cir
uito abierto (sin carga). En
contraste, la impedancia inter
na de un parlante común es de
8 Qy sólo convierte el 10% de
acústica. El 90% res
potencia
tante se p
en calor y otras
Figura 91 Arilicador
potencia de aude. formas de e
; |
Micrtfon0
>) 200
© tomv sa
Figura 92 Importancia de la
rpfficación (a) Microlono
parlante. (D) Creuto equivalente
De acuerdo a muestro cir
cuito eléctrico equivalente, la
potencia eléctrica suministrada
al parlante bajo estas condicio-
nes es del orden de 18.5x10°W
feniendo en
aproximadamente,
cuenta que la eficiencia de la
conversión es del 10%, sólo
1.85 x10? W se convierten en
poten a. Este valores
demasiado bajo comparado con
el requerido en la mayoría de
aplicaciones. Por esta razón, la
señal del micrófono debe ser
amplificada para que pueda ser
escuchada en el parlante.
En este capítulo. revisare
mos inicialmente algunos as-
pectos básicos de la
amplificado:
las características de los prin-
ficadores existentes. Postetio
mente examinaremos varias
configuraciones prácticas de
circuitos amplificadores p:
bajas y altas frecuencias utili-
zando amplificadores opera
cionales, transistores y eircui-
10s integrados especializados.
9.2 Parámetros de
los amplificadores
La complejidad de un ampli-
ficador depende, entre otros
factores, del tipo de señal a
amplificar y de la cantidad de
ampli
que ésta requiera. Sin embar-
go, independientemente de
estas circunstancias, la ma-
yoría de amplificadores tic-
nen en común las siguientes
xerísticas:
aciôn o ganancia
1. Todos utiliza
por lo me
nos, un dispositivo activo, ya
sea un tubo al vacío, un tran
sistor bipolar (NPN, PNP),
un transistor de efecto de
‚po (FET, MOSFET), un
circuito integrado, ete, o
mezcla de dos o más de es-
us
cnologías, en euyo caso
se denominan amplificado-
es hibridos,
2. Todos requieren de un
fuente de alimentación DC
para operar. La mayoría de
fuentes obtienen su poten:
ia primaria de la red públi-
ca de AC. Sin embargo, los
Fan EE
equipos portátiles y de auto-
móvil utilizan baterías para
este propósito.
3. Todos se pueden caracter
zar especificando su impe
dancia de entrada, su impe-
dancia de salida, st
su respuesta de frecuen
cia, figura 9.3. La impedan-
cia de entrada (ZIN) es lare
sistencia vista por la fuente
que genera la señal a ampli
ficar. Se define como larela-
ción entre el voltaje y la co
rriente en los terminales de
entrada (VIN/IN) y depen
de
encia de entrada del elemen-
10 activo de amplificación
sino también de la presencia
de condensadores, resisten-
cias, etc, en el circuito.
10 solamente de la resis-
(ZOUT) es la resistencia vista
por la carga que recibe la se-
Aal amplificada. Se define
‘como la relación entre el vol-
taje y la corriente en los ter
minales de salida (VOUT/
IOUT). La existencia de una
PS carga
Em au
as
Figura 9.3 Circuito cquvalento do
Micrtfon0
>) 200
© tomv sa
Figura 92 Importancia de la
rpfficación (a) Microlono
parlante. (D) Creuto equivalente
De acuerdo a muestro cir
cuito eléctrico equivalente, la
potencia eléctrica suministrada
al parlante bajo estas condicio-
nes es del orden de 18.5x10°W
feniendo en
aproximadamente,
cuenta que la eficiencia de la
conversión es del 10%, sólo
1.85 x10? W se convierten en
poten a. Este valores
demasiado bajo comparado con
el requerido en la mayoría de
aplicaciones. Por esta razón, la
señal del micrófono debe ser
amplificada para que pueda ser
escuchada en el parlante.
En este capítulo. revisare
mos inicialmente algunos as-
pectos básicos de la
amplificado:
las características de los prin-
ficadores existentes. Postetio
mente examinaremos varias
configuraciones prácticas de
circuitos amplificadores p:
bajas y altas frecuencias utili-
zando amplificadores opera
cionales, transistores y eircui-
10s integrados especializados.
9.2 Parámetros de
los amplificadores
La complejidad de un ampli-
ficador depende, entre otros
factores, del tipo de señal a
amplificar y de la cantidad de
ampli
que ésta requiera. Sin embar-
go, independientemente de
estas circunstancias, la ma-
yoría de amplificadores tic-
nen en común las siguientes
xerísticas:
aciôn o ganancia
1. Todos utiliza
por lo me
nos, un dispositivo activo, ya
sea un tubo al vacío, un tran
sistor bipolar (NPN, PNP),
un transistor de efecto de
‚po (FET, MOSFET), un
circuito integrado, ete, o
mezcla de dos o más de es-
us
cnologías, en euyo caso
se denominan amplificado-
es hibridos,
2. Todos requieren de un
fuente de alimentación DC
para operar. La mayoría de
fuentes obtienen su poten:
ia primaria de la red públi-
ca de AC. Sin embargo, los
Fan EE
equipos portátiles y de auto-
móvil utilizan baterías para
este propósito.
3. Todos se pueden caracter
zar especificando su impe
dancia de entrada, su impe-
dancia de salida, st
su respuesta de frecuen
cia, figura 9.3. La impedan-
cia de entrada (ZIN) es lare
sistencia vista por la fuente
que genera la señal a ampli
ficar. Se define como larela-
ción entre el voltaje y la co
rriente en los terminales de
entrada (VIN/IN) y depen
de
encia de entrada del elemen-
10 activo de amplificación
sino también de la presencia
de condensadores, resisten-
cias, etc, en el circuito.
10 solamente de la resis-
(ZOUT) es la resistencia vista
por la carga que recibe la se-
Aal amplificada. Se define
‘como la relación entre el vol-
taje y la corriente en los ter
minales de salida (VOUT/
IOUT). La existencia de una
PS carga
Em au
as
Figura 9.3 Circuito cquvalento do
Amax
07 max
J 10 100
Ancho de banda
1000 10000 tat
Figura 9.4 Ejemplo de una curva de respuesta de frecuencia de un
ampllicador
impedancia de salida finita,
distinta de 092, causa una y
dida de voltaje en los termi
nales de salida de un amplifi-
cador cuando se conecta entre
los mismos una
La ganancia (A) es un:
medida de la cantidad de am-
plificación. Se define como |:
relación numérica entre la se
fial de salida y la señal de en-
trada. Dependiendo de la va-
considerada (I, V o P)
se habla de
ncia de co-
Your
Mn
Por
ña
siendo VIN, IN, y PIN,
en su orden, la corriente, el
voltaje y la potencia de en
trada, y VOUT, IOUTy POUT
liaje, la corriente y la
potencia de salida, respecti
ely
vamente, Por ejemplo, si la
señal de entrada es de
10mVpp y la señal de salida
es de 2Vpp, la ganancia de
voltaje del amplificador es
de 200 veces.
La ganancia se puede
bién expresar en decibeli
(dB) así
A (88) = 20 x log(Al)
AV(GB) = 20 xlog (AV)
AP =10 x og(AP)
siendo AI, AV 0 AP el va-
lor numérico de la ganancia y
log(A) el logaritmo decimal
correspondiente. Por ejemplo,
si la potencia de entrada de un
amplificador es de 0.5 W y la
potencia de salida es de 5 W,
la ganancia de potencia es de
10 dB. Una relaciôn de poten
cias de 10 corresponde a un
:ambio de 10 dB, una relación
de potencias de 100 correspon
o de 20 4B y así
a respuesta de frecuen-
da con la ganancia, Aunque
idealmente un amplificador
umplificar todas las fre
as de señal posibles con
la misn
el caso general. En la práctica,
son frecuencia que dos
características, pero de frecuen
cias diferentes, no reciban la
idad de amplific
ción. Este comportamiento
representa mediante una g
ca como la mostrada en la
gura 9.4, denominada la cur
va de respuesta de frecuencia
del amplificador.
En general, cuando se es
pecifica la ganancia de un am:
plificador, debe tambi
cificarse el rango de frecue
cias dentro del cual es válida
esa ganancia, Este rango reci-
be el nombre de ancho de
banda del amplificador y se
expresa en unidades de fre-
cuencia (Hz). Los límites su-
perior e inferior del ancho de
banda se denominan frecuer
clas de corte.
Los amplificadores de au-
dio, por ejemplo, destinados a
la amplificación de fre
audibles, tienen anchos de ban:
da del orden de 20 kHz, con f
euencias de corte en 20 Hz y
20 kHz, respectivamente, Las
frecuencias por debajo de 20Hz
y por encima de 20kHz se de-
nominan infrasonidos y ultra
sonidos, respectivamente
07 max
J 10 100
Ancho de banda
1000 10000 tat
Figura 9.4 Ejemplo de una curva de respuesta de frecuencia de un
ampllicador
impedancia de salida finita,
distinta de 092, causa una y
dida de voltaje en los termi
nales de salida de un amplifi-
cador cuando se conecta entre
los mismos una
La ganancia (A) es un:
medida de la cantidad de am-
plificación. Se define como |:
relación numérica entre la se
fial de salida y la señal de en-
trada. Dependiendo de la va-
considerada (I, V o P)
se habla de
ncia de co-
Your
Mn
Por
ña
siendo VIN, IN, y PIN,
en su orden, la corriente, el
voltaje y la potencia de en
trada, y VOUT, IOUTy POUT
liaje, la corriente y la
potencia de salida, respecti
ely
vamente, Por ejemplo, si la
señal de entrada es de
10mVpp y la señal de salida
es de 2Vpp, la ganancia de
voltaje del amplificador es
de 200 veces.
La ganancia se puede
bién expresar en decibeli
(dB) así
A (88) = 20 x log(Al)
AV(GB) = 20 xlog (AV)
AP =10 x og(AP)
siendo AI, AV 0 AP el va-
lor numérico de la ganancia y
log(A) el logaritmo decimal
correspondiente. Por ejemplo,
si la potencia de entrada de un
amplificador es de 0.5 W y la
potencia de salida es de 5 W,
la ganancia de potencia es de
10 dB. Una relaciôn de poten
cias de 10 corresponde a un
:ambio de 10 dB, una relación
de potencias de 100 correspon
o de 20 4B y así
a respuesta de frecuen-
da con la ganancia, Aunque
idealmente un amplificador
umplificar todas las fre
as de señal posibles con
la misn
el caso general. En la práctica,
son frecuencia que dos
características, pero de frecuen
cias diferentes, no reciban la
idad de amplific
ción. Este comportamiento
representa mediante una g
ca como la mostrada en la
gura 9.4, denominada la cur
va de respuesta de frecuencia
del amplificador.
En general, cuando se es
pecifica la ganancia de un am:
plificador, debe tambi
cificarse el rango de frecue
cias dentro del cual es válida
esa ganancia, Este rango reci-
be el nombre de ancho de
banda del amplificador y se
expresa en unidades de fre-
cuencia (Hz). Los límites su-
perior e inferior del ancho de
banda se denominan frecuer
clas de corte.
Los amplificadores de au-
dio, por ejemplo, destinados a
la amplificación de fre
audibles, tienen anchos de ban:
da del orden de 20 kHz, con f
euencias de corte en 20 Hz y
20 kHz, respectivamente, Las
frecuencias por debajo de 20Hz
y por encima de 20kHz se de-
nominan infrasonidos y ultra
sonidos, respectivamente
9.3 Tipos y clases Todos los am- Cr"
de amplificadores plificadores de baja | Ertrade | amplificador
Los amplificadores pueden ser
er mo: eae
A
A
amplificación la salida. Do ala fidelidad (baja
amplificadores, denominadas — rendimiento de po-
A, B, AByC.Enlafigura tencia. Los demás % p E
Ondade said pi
einge
grande en
esentan un com
decada — promiso entre la fi
sehalsi- delidad y el rendi
miento. También existen am- de baja señal se caracterizan
plificadores clase D,G, H,etc. por operar en forma lineal,
En un amplificador cla- A todos ellos nos referiremios — esto es, todas las señales den-
se A recibe amplificación el — en detalle más adelante. tro de su ancho de b
100% de la señal de entrada y ben la misma cantid:
la señal de salida está presen- Dependiendo del rangode plificaci
te durante el ciclo completo de — frecuencias de operación, los ampli
la señal de entrada. En un — amplificadores pueden ser de grande, la señal de
icador clase B recibe — audiofrecuencia(AF)odera- tan fuerte que no permite la
amplificación el 50% de lase- diofrecuencia (RF). Los pri- operación lineal del dispositi
n para trabajar vo. Los amplificadores de
básica:
: Figura 95 Clases de ampificadores
rada es
ñal de entrada y la señal de meros se di
salida está presente sólo du- conseñales de baja frecuencia, baja señal se utili
rante los semiciclos positivos _ pordebajo de 100kHz, ylosse- mente, como amplificadores
vos de la de entrada. — gundos para operar con seña- de voltaje y los de alta señal
les por encima de este valor. como amplificadores de po-
nplificador cla- Estos últimos se diferencian de _ tencia, En este capítulo e
in los de audio, principalmente, — naremos ambos tipos.
Enu uni-
se AB recibe amplific
más del 50% de la señal de porsuselectividad y otras con
entrada y la señal de salida _ sideracionesde disefioque ge- 9.4 Amplificadores
esti presente durante más de_nemeteeignorna boas operacionales
un semiciclo de la señal de frecuencias. En este capítulo dor operacional.
entrada. Finalmente, en un ios tipos. que designaremos abreviada-
amplificador mente como op-amp 0 AO, es
amplificación me Dependiendo de la mag. do sóli
d de entrada y la se- nitud de las señales involucra: te versátil
¡da está presente du- das os amplificadores pueden como bloque
rante menos de un semiciclo ser de baja señal o de sehal constructivo de una gran va-
grande. Los amplificadores riedad de circuitos elecuóni-
de amplificadores plificadores de baja | Ertrade | amplificador
Los amplificadores pueden ser
er mo: eae
A
A
amplificación la salida. Do ala fidelidad (baja
amplificadores, denominadas — rendimiento de po-
A, B, AByC.Enlafigura tencia. Los demás % p E
Ondade said pi
einge
grande en
esentan un com
decada — promiso entre la fi
sehalsi- delidad y el rendi
miento. También existen am- de baja señal se caracterizan
plificadores clase D,G, H,etc. por operar en forma lineal,
En un amplificador cla- A todos ellos nos referiremios — esto es, todas las señales den-
se A recibe amplificación el — en detalle más adelante. tro de su ancho de b
100% de la señal de entrada y ben la misma cantid:
la señal de salida está presen- Dependiendo del rangode plificaci
te durante el ciclo completo de — frecuencias de operación, los ampli
la señal de entrada. En un — amplificadores pueden ser de grande, la señal de
icador clase B recibe — audiofrecuencia(AF)odera- tan fuerte que no permite la
amplificación el 50% de lase- diofrecuencia (RF). Los pri- operación lineal del dispositi
n para trabajar vo. Los amplificadores de
básica:
: Figura 95 Clases de ampificadores
rada es
ñal de entrada y la señal de meros se di
salida está presente sólo du- conseñales de baja frecuencia, baja señal se utili
rante los semiciclos positivos _ pordebajo de 100kHz, ylosse- mente, como amplificadores
vos de la de entrada. — gundos para operar con seña- de voltaje y los de alta señal
les por encima de este valor. como amplificadores de po-
nplificador cla- Estos últimos se diferencian de _ tencia, En este capítulo e
in los de audio, principalmente, — naremos ambos tipos.
Enu uni-
se AB recibe amplific
más del 50% de la señal de porsuselectividad y otras con
entrada y la señal de salida _ sideracionesde disefioque ge- 9.4 Amplificadores
esti presente durante más de_nemeteeignorna boas operacionales
un semiciclo de la señal de frecuencias. En este capítulo dor operacional.
entrada. Finalmente, en un ios tipos. que designaremos abreviada-
amplificador mente como op-amp 0 AO, es
amplificación me Dependiendo de la mag. do sóli
d de entrada y la se- nitud de las señales involucra: te versátil
¡da está presente du- das os amplificadores pueden como bloque
rante menos de un semiciclo ser de baja señal o de sehal constructivo de una gran va-
grande. Los amplificadores riedad de circuitos elecuóni-
cos, tanto análogos como di
gitales. El primer amplificador
operacional comercialmente
disponible como circuito inte
grado fue el HA7O9 de Fait
child, introdu
te al mercado a mediados de
la década de 1960.
En las siguientes sec
ciones se realiza una intro-
ducción a la teoría
del amplificador op
y se describe el func
miento de los circuitos bási-
cos de utilización del mismo,
haciendo esp.
sus aplicaciones a bajas fre
cuencias. Más
examinan los principales pa-
metros utilizados para ca-
racterizar el comportami
to real de estos dispositivos
y se presentan varios cireui-
tos prácticos de aplicación.
Los amplificadores operacio-
nales serán ampliamente uti
lizados en este curso.
cial énfasis en
9.4.1 Qué es un
amplificador
operacional
Un amplificador operacional
ye, un ampli
dor de voltaje de muy alta ga
nancia. En la figura 9.5 se
muestral símbolo utilizado en
los circuitos electrónicos para
representar un amplificador
operacional. El dispositivo po-
see dos líneas de entrada (+,-),
una línea de salida, dos líneas
de alimentación G+V, -V)
plifica la diferencia entre los
voltajes de entrada, Esto es
“y
Envada ¿Ve
Estada 0%]
VouAorve-vi) S
Figura 8.6 Símbolo de un
“amplcador operacional
Vo = Ao (V2-V1)
siendo Vo el voltaje de sa
lida, Ao la ganancia de voltaje
del dispositivo, V2 el voltaje
Aplicado a la entrada positiva
(+) ono inversora y VI el vol-
taje aplicado a la entrada ne-
gativa (+) o inversora,
La señal de salida (Vo) est
en fase con la señal aplicada a
entrada no inversora (V2) y
enoposición de fase con la api:
cada a la entrada inversora
(VI). Esto implica que si se
aplica un voltaje a la entrada
(+), enla salida aparece un vol
taje de la misma polaridad y si
se aplica el mismo voltaje a la
entrada (-), en la salida apare
ce un voltaje de polaridad
opuesta. Ambas situaciones se
ilustran en la figura 9.7.
9.4.2 Características
de un amplificador
operacional ideal
En la figura 9.8 se muestra cl
circuito eléctrico equivalente
de un amplificador op
nal. En este modelo, Vin repre-
sent el voltaje diferencial (V2
VI) aplicado a las entradas,
Rin la impedancia de entrada,
‘Ao la ganancia de voltaje, Ro
la impedancia de salida y
Vo=AoVin el voltaje de salida
resultante. Idealmente, unam
plificador operacional. posee
las siguientes propiedades;
1. La ganancia de voltaje es
infinita (Ao
2. Laimpedanci
infinita (Ri
3. La impec
cero (Ro=0).
4, El ancho de bi
nito (BW=2).
El voltaje de salida es
‘cuando el voltaje diferencial
nda es infi
de entrada es cero. Esto es:
Modo inversor
I ai
Señal de
entrada
+
Th, pe a]
Señal de E
entrada
Figura 9.7 Relaciones de fase en un amplticador operacional
gitales. El primer amplificador
operacional comercialmente
disponible como circuito inte
grado fue el HA7O9 de Fait
child, introdu
te al mercado a mediados de
la década de 1960.
En las siguientes sec
ciones se realiza una intro-
ducción a la teoría
del amplificador op
y se describe el func
miento de los circuitos bási-
cos de utilización del mismo,
haciendo esp.
sus aplicaciones a bajas fre
cuencias. Más
examinan los principales pa-
metros utilizados para ca-
racterizar el comportami
to real de estos dispositivos
y se presentan varios cireui-
tos prácticos de aplicación.
Los amplificadores operacio-
nales serán ampliamente uti
lizados en este curso.
cial énfasis en
9.4.1 Qué es un
amplificador
operacional
Un amplificador operacional
ye, un ampli
dor de voltaje de muy alta ga
nancia. En la figura 9.5 se
muestral símbolo utilizado en
los circuitos electrónicos para
representar un amplificador
operacional. El dispositivo po-
see dos líneas de entrada (+,-),
una línea de salida, dos líneas
de alimentación G+V, -V)
plifica la diferencia entre los
voltajes de entrada, Esto es
“y
Envada ¿Ve
Estada 0%]
VouAorve-vi) S
Figura 8.6 Símbolo de un
“amplcador operacional
Vo = Ao (V2-V1)
siendo Vo el voltaje de sa
lida, Ao la ganancia de voltaje
del dispositivo, V2 el voltaje
Aplicado a la entrada positiva
(+) ono inversora y VI el vol-
taje aplicado a la entrada ne-
gativa (+) o inversora,
La señal de salida (Vo) est
en fase con la señal aplicada a
entrada no inversora (V2) y
enoposición de fase con la api:
cada a la entrada inversora
(VI). Esto implica que si se
aplica un voltaje a la entrada
(+), enla salida aparece un vol
taje de la misma polaridad y si
se aplica el mismo voltaje a la
entrada (-), en la salida apare
ce un voltaje de polaridad
opuesta. Ambas situaciones se
ilustran en la figura 9.7.
9.4.2 Características
de un amplificador
operacional ideal
En la figura 9.8 se muestra cl
circuito eléctrico equivalente
de un amplificador op
nal. En este modelo, Vin repre-
sent el voltaje diferencial (V2
VI) aplicado a las entradas,
Rin la impedancia de entrada,
‘Ao la ganancia de voltaje, Ro
la impedancia de salida y
Vo=AoVin el voltaje de salida
resultante. Idealmente, unam
plificador operacional. posee
las siguientes propiedades;
1. La ganancia de voltaje es
infinita (Ao
2. Laimpedanci
infinita (Ri
3. La impec
cero (Ro=0).
4, El ancho de bi
nito (BW=2).
El voltaje de salida es
‘cuando el voltaje diferencial
nda es infi
de entrada es cero. Esto es:
Modo inversor
I ai
Señal de
entrada
+
Th, pe a]
Señal de E
entrada
Figura 9.7 Relaciones de fase en un amplticador operacional
Vo=0 si Vin=0
En la práctica, la ganan
cia de voltaje de un amplif
cador operacionales del orden
de 10° (100 dB), la impedan
de entrada del orden de 10
a 10% Q, la de salida del or
den de 100 Q y el ancho de
banda del orden de 100 KHz a
1 MHz, Del mismo modo.
cuando el voltaje diferencial
de entrada es cero, el voltae
de salida no es cero, sino que
tiene un valor finito Ilamado Elamplificadordiferencial, = poreiona las tensiones simétricas
voltaje de error o de offset. puede estar construido con +V y-V ylareferenciacominde
tecnología bipolaro FET, deter- terra (GND). Esto permite quela
9.4.3 Amplificadores — mina la alta impedancia de en- _ salidadel amplificador puedarea-
operacionales reales — trada y lacxcelente gananciade lizar excursiones positivas y
En la figura 9.9 se muestra la voltaje del dispositivo, El am- — gativas con respecto a terra y
estructura interna típica simpli- adorcomplementarioesta- — adoptar cualquier valor entre +V
ficada de un amplificador ope- blece la baja impedancia de sa-
ional. Consta básicamente de lida. Lared de compensación de _ ran con una fuente sencilla,
unamplificador diferencial, una offset polariza el sistema de
Figura 9.9 Estructura intema simplficada de un amplicador operacional
etapa de compensación de off- modoqueel voltajedesalidasea Enlafigura 9.10 se mues-
set y un seguidor de emisor =0 V cuando la señal diferen- tra la distribución de pines co-
complementario de salida. To- cial de entrada sea 0 V. món a la mayorí a de amplifi-
dosestos bloques constructivos ‘cadores operacionales disponi-
se integran sobre una pastlla sc Losamplificadoresoperacio- bles en cápsulas de 8 y 14
miconductor y sealberganden- — nales son impulsados general- nes. Las cápsulas de 8 pines
wode una cäpsula DIPo de otro mente por una fuente de alimen- pueden contener uno o dos am-
tipo para su presentación final. taciônde doblepolaridad quepro- plificadores operacionales,
mientras que las cápsulas de 14
pines generalmente contienen
4 unidades completamente in-
dependientes.
La mayor parte de los am-
plificadores operacionales sim-
ples, además de las líneas de en
trada (IN-, IN+), de salida
(OUT) y de alimentación (V+,
V+), poseen dos terminales adi-
nte de un amplicador operacional ideal cionales de anulación de offset
Figura 8.8 Circuit equiva
En la práctica, la ganan
cia de voltaje de un amplif
cador operacionales del orden
de 10° (100 dB), la impedan
de entrada del orden de 10
a 10% Q, la de salida del or
den de 100 Q y el ancho de
banda del orden de 100 KHz a
1 MHz, Del mismo modo.
cuando el voltaje diferencial
de entrada es cero, el voltae
de salida no es cero, sino que
tiene un valor finito Ilamado Elamplificadordiferencial, = poreiona las tensiones simétricas
voltaje de error o de offset. puede estar construido con +V y-V ylareferenciacominde
tecnología bipolaro FET, deter- terra (GND). Esto permite quela
9.4.3 Amplificadores — mina la alta impedancia de en- _ salidadel amplificador puedarea-
operacionales reales — trada y lacxcelente gananciade lizar excursiones positivas y
En la figura 9.9 se muestra la voltaje del dispositivo, El am- — gativas con respecto a terra y
estructura interna típica simpli- adorcomplementarioesta- — adoptar cualquier valor entre +V
ficada de un amplificador ope- blece la baja impedancia de sa-
ional. Consta básicamente de lida. Lared de compensación de _ ran con una fuente sencilla,
unamplificador diferencial, una offset polariza el sistema de
Figura 9.9 Estructura intema simplficada de un amplicador operacional
etapa de compensación de off- modoqueel voltajedesalidasea Enlafigura 9.10 se mues-
set y un seguidor de emisor =0 V cuando la señal diferen- tra la distribución de pines co-
complementario de salida. To- cial de entrada sea 0 V. món a la mayorí a de amplifi-
dosestos bloques constructivos ‘cadores operacionales disponi-
se integran sobre una pastlla sc Losamplificadoresoperacio- bles en cápsulas de 8 y 14
miconductor y sealberganden- — nales son impulsados general- nes. Las cápsulas de 8 pines
wode una cäpsula DIPo de otro mente por una fuente de alimen- pueden contener uno o dos am-
tipo para su presentación final. taciônde doblepolaridad quepro- plificadores operacionales,
mientras que las cápsulas de 14
pines generalmente contienen
4 unidades completamente in-
dependientes.
La mayor parte de los am-
plificadores operacionales sim-
ples, además de las líneas de en
trada (IN-, IN+), de salida
(OUT) y de alimentación (V+,
V+), poseen dos terminales adi-
nte de un amplicador operacional ideal cionales de anulación de offset
Figura 8.8 Circuit equiva
oe nme
ra Pra [12 In fro fo Is
> | y
A Et le
2
Ja de ig CN ir
=
PR ee eee
Ve OUTB INB- ING
le fp ls Is
le,
OUTA INA-
mar ve
Figura 9.10 Distribución de pines de amplificadores operacionales comunes
(NL, ND) que permiten fijar pre-
cisamente la salida en cero
cuando la señal de entrada es
cero, En la mayoría de los c
sos, esta operaciön se realiza co
nectando un potenciómetro en-
tre los pines 1 y 5 y enviando el
‘cursor al terminal negativo de
Jafuente de alimentación, direc-
tamente o través de ur
tencia. Esta operación se expli
caen detalle más adelante.
9.4.5 Operación en
lazo abierto
Un amplificador operacional
puede ser utilizado básicamen-
te de dos formas: en lazo abier-
to 0 en lazo cerrado, Los cir-
cuitos de a figura 9.7 son ejem-
plos de operación en lazo abier-
to. En este caso, no hay reali
mentación (conexión externa)
entre la salida y las entradas y
el dispositivo trabaja con su
Duales
$ 4
Balance
wh
Entrado
Entrada nop
máxima ganancia posible (Ao,
llamada ganancia de lazo abier-
10). La operación en lazo abier.
toe utiliza principalmente para
comparar voltajes,
En la figura 9.11 se
muestra un comparador de vol-
taje básico con amplificador
operacional. En este circuito, un
voltaje de referencia fijo (V2)
se aplica a la entrada inversora
(©) yun voltaje de muestra va-
riable (V1) a la entrada no in
versora (+). El voltaje de salida.
(Vo) es proporcional a la di
rencia de los voltajes de entra
da y está dado por:
Vo = Ao (V1 -V2)
siendo Ao la ganancia de
lazo abierto del dispositivo.
Debido a que esta última es
muy alta, del orden de 100 dB
(100,000 veces), cualquier.
ferencia entre VI y V2, por
minima que sea, causa que la
salida se sature y Vo alcance
un valor próximo al voltaje de
alimentación,
Específicamente, si VI cs
mayor que V2, entonces Vo es
igual a +V. Del mismo modo,
si VI es menor que V2, enton
ces Vo es igual a -V. Esto es:
Vo =+V si V1 >V2
Vo =-V si V1 <V2
La gráfica de la figura
9.11b ilustra cómo se compor-
ta el voltaje de salida en fun-
ción del voltaje de entrada. Por
ejemplo, si se aplica un voltaje
de referencia de 2 V, sólo se
necesita un voltaje diferencial
de 200 UV para causar que la
salida pase de -V a +V.
ra Pra [12 In fro fo Is
> | y
A Et le
2
Ja de ig CN ir
=
PR ee eee
Ve OUTB INB- ING
le fp ls Is
le,
OUTA INA-
mar ve
Figura 9.10 Distribución de pines de amplificadores operacionales comunes
(NL, ND) que permiten fijar pre-
cisamente la salida en cero
cuando la señal de entrada es
cero, En la mayoría de los c
sos, esta operaciön se realiza co
nectando un potenciómetro en-
tre los pines 1 y 5 y enviando el
‘cursor al terminal negativo de
Jafuente de alimentación, direc-
tamente o través de ur
tencia. Esta operación se expli
caen detalle más adelante.
9.4.5 Operación en
lazo abierto
Un amplificador operacional
puede ser utilizado básicamen-
te de dos formas: en lazo abier-
to 0 en lazo cerrado, Los cir-
cuitos de a figura 9.7 son ejem-
plos de operación en lazo abier-
to. En este caso, no hay reali
mentación (conexión externa)
entre la salida y las entradas y
el dispositivo trabaja con su
Duales
$ 4
Balance
wh
Entrado
Entrada nop
máxima ganancia posible (Ao,
llamada ganancia de lazo abier-
10). La operación en lazo abier.
toe utiliza principalmente para
comparar voltajes,
En la figura 9.11 se
muestra un comparador de vol-
taje básico con amplificador
operacional. En este circuito, un
voltaje de referencia fijo (V2)
se aplica a la entrada inversora
(©) yun voltaje de muestra va-
riable (V1) a la entrada no in
versora (+). El voltaje de salida.
(Vo) es proporcional a la di
rencia de los voltajes de entra
da y está dado por:
Vo = Ao (V1 -V2)
siendo Ao la ganancia de
lazo abierto del dispositivo.
Debido a que esta última es
muy alta, del orden de 100 dB
(100,000 veces), cualquier.
ferencia entre VI y V2, por
minima que sea, causa que la
salida se sature y Vo alcance
un valor próximo al voltaje de
alimentación,
Específicamente, si VI cs
mayor que V2, entonces Vo es
igual a +V. Del mismo modo,
si VI es menor que V2, enton
ces Vo es igual a -V. Esto es:
Vo =+V si V1 >V2
Vo =-V si V1 <V2
La gráfica de la figura
9.11b ilustra cómo se compor-
ta el voltaje de salida en fun-
ción del voltaje de entrada. Por
ejemplo, si se aplica un voltaje
de referencia de 2 V, sólo se
necesita un voltaje diferencial
de 200 UV para causar que la
salida pase de -V a +V.
Los comparadores son
muy utilizados en sistemas di-
gitales para convertir señales
análogas, continuamente va
bles, en señales digitales,
que sólo pueden adoy
de dos
malmente, el proceso de con:
versión se lleva a cabo com-
Jores posibles, Nor-
parando el valor instäntar
dela se
vel DC de:
que
voltajes tiende a cero, la salí
da cambia abruptamente de un
nivel alto a un nivel bajo, o vi-
mbio puede
serutilizado, porejemplo, para
activar un sistema de alarma
u otro propósito,
eferencia, Cad
mbos
diferencia entre
ceversa, Este
Un caso particular de
comparador de voltaje es el
detector de cruce por cero
o disparador Schmitt (Sch.
mitt trigger), representado
esquemáticamente en la figu-
ra 9.12 en sus versiones in-
versora (a) y no inversora
(b). En este caso, el voltaje
de referencia es OV. El circui-
to simplemente determina si
el voltaje de entrada (Vi) es
mayor o menor que e
respuesta a esta función, el
voltaje de salida (Vo) se hace
tivo. En el
‘caso del circuito de la figu-
ra 9.12(a), por ejemplo, si
Vi<0, entonces Vo=Vz1 (po-
sitivo) y si Vi>0, entonces
Vo=-Vz2 (negativo). Los va
lores de Vz1 y Vz2 son esta:
blecidos por los diodos zener
Dly D2, respectivamente.
0. En
9.4.6 Operación
en lazo cerrado.
Concepto de
realimentacion
La otra forma de utilizar un
amplificador operacional es en
el modo de lazo cerrado, fr
gura 9.13. En este caso, el dis-
positivo trabaja como un
plificador realimentado.La
realimentación o fecedback
consiste básicamente en tomar
una muestra de la señal de sa
lida y enviarla nuevamente a
junto con la señal
de entrada original,
La realimentación puede
iva, dep
diendo de si la muestra retor-
nada están fase o fuera de fase
con Ia señal de entrada. La rea
ser positiva on
“av
AN ur
=p ve
D1-D2:500mw
a) Circuito básico +
Saluracón
regata
-vo
Figura 8.11 Operación en lazo
alert de un empicador
operacional como comparador de
vota
(a) inversor
vi
va
EN
vo
va vo
EN | ve
sav
va
sav id
va
BV
Figura 9.12 Detectores de cruce por cero
muy utilizados en sistemas di-
gitales para convertir señales
análogas, continuamente va
bles, en señales digitales,
que sólo pueden adoy
de dos
malmente, el proceso de con:
versión se lleva a cabo com-
Jores posibles, Nor-
parando el valor instäntar
dela se
vel DC de:
que
voltajes tiende a cero, la salí
da cambia abruptamente de un
nivel alto a un nivel bajo, o vi-
mbio puede
serutilizado, porejemplo, para
activar un sistema de alarma
u otro propósito,
eferencia, Cad
mbos
diferencia entre
ceversa, Este
Un caso particular de
comparador de voltaje es el
detector de cruce por cero
o disparador Schmitt (Sch.
mitt trigger), representado
esquemáticamente en la figu-
ra 9.12 en sus versiones in-
versora (a) y no inversora
(b). En este caso, el voltaje
de referencia es OV. El circui-
to simplemente determina si
el voltaje de entrada (Vi) es
mayor o menor que e
respuesta a esta función, el
voltaje de salida (Vo) se hace
tivo. En el
‘caso del circuito de la figu-
ra 9.12(a), por ejemplo, si
Vi<0, entonces Vo=Vz1 (po-
sitivo) y si Vi>0, entonces
Vo=-Vz2 (negativo). Los va
lores de Vz1 y Vz2 son esta:
blecidos por los diodos zener
Dly D2, respectivamente.
0. En
9.4.6 Operación
en lazo cerrado.
Concepto de
realimentacion
La otra forma de utilizar un
amplificador operacional es en
el modo de lazo cerrado, fr
gura 9.13. En este caso, el dis-
positivo trabaja como un
plificador realimentado.La
realimentación o fecedback
consiste básicamente en tomar
una muestra de la señal de sa
lida y enviarla nuevamente a
junto con la señal
de entrada original,
La realimentación puede
iva, dep
diendo de si la muestra retor-
nada están fase o fuera de fase
con Ia señal de entrada. La rea
ser positiva on
“av
AN ur
=p ve
D1-D2:500mw
a) Circuito básico +
Saluracón
regata
-vo
Figura 8.11 Operación en lazo
alert de un empicador
operacional como comparador de
vota
(a) inversor
vi
va
EN
vo
va vo
EN | ve
sav
va
sav id
va
BV
Figura 9.12 Detectores de cruce por cero
Por comodidad, la mayo
ría de circuitos prácticos mos-
trados están desarrollados al-
rededor de un LM741, que es
un amplificador operacional
representativo y de fácil con
secución. Sin embargo, todos
a, Cn Amokteader
vo
Ampiticador no realmentado
a > Sefalde con cualquier otro AO de pro:
pésio general
ad dá
Amplificadores
(0) Ampiticadr realimentado inversores.
ncepto de reahment Concepto de tierra
Figura 9.18 Concepto Conce
limentación negativas la más do, las dos señales están en En la figura 9.14 se muestra la
utilizada debido a que mejora fase, Prácticamente todos los estructura básica de un amplifi
wersor DC con op amp
tados en destinado a la amplificación de
guraciones. A — señales DC. La ganancia de vol
continuación se examinan los taje del circuito la determinan
la linealidad, minimiza la dis- montajes prácticos con op- cador
n, mantiene estable la amps están fundam
la imped
ment la impe-
cia de salida,
dancia de entrada, siguientes circuitos básicos: RI y R2, y se evalúa mediante
limentación positiva se utiliza la siguiente expresión:
principalmente para la realiza + Amplificadores inversores
ción de osciladores, «Amplificadores no inversores
+ Seguidores de voltaje
io- * Sumadores o mezcladores Es importante destacar
nal puede ser conectado enlazo + Restadores 0 amplificado- unque RI y R2 contro-
cerrado como un amplificador — res di Jan la ganancia total del circui-
inversoro como un amplifica- + Amplificadores de instru- to, no tienen efecto alguno en
dor no inversor. En el primer — mentación las características intrínsecas
caso, laseñal de salida está des. del ampli
fasada 180° con respecto a la o implica que el terminal
señal de entrada y en el segun- inversor
nuy alta impedancia de entra
anto no absorbe co-
rriente. Como resultado, toda la
corriente que fluye a través de
RI también lo hace a través de
R2. La impedancia de
del circuito es prâcticamer
igual al valor de R1. Por tanto,
la ganancia y la impedancia de
entrada son fácilmente contro-
Figura 9.14 Ampllcador iwversor DC básico lables desde el exterior.
Un amplificador opera
gue teniendo una
Y mB}
ría de circuitos prácticos mos-
trados están desarrollados al-
rededor de un LM741, que es
un amplificador operacional
representativo y de fácil con
secución. Sin embargo, todos
a, Cn Amokteader
vo
Ampiticador no realmentado
a > Sefalde con cualquier otro AO de pro:
pésio general
ad dá
Amplificadores
(0) Ampiticadr realimentado inversores.
ncepto de reahment Concepto de tierra
Figura 9.18 Concepto Conce
limentación negativas la más do, las dos señales están en En la figura 9.14 se muestra la
utilizada debido a que mejora fase, Prácticamente todos los estructura básica de un amplifi
wersor DC con op amp
tados en destinado a la amplificación de
guraciones. A — señales DC. La ganancia de vol
continuación se examinan los taje del circuito la determinan
la linealidad, minimiza la dis- montajes prácticos con op- cador
n, mantiene estable la amps están fundam
la imped
ment la impe-
cia de salida,
dancia de entrada, siguientes circuitos básicos: RI y R2, y se evalúa mediante
limentación positiva se utiliza la siguiente expresión:
principalmente para la realiza + Amplificadores inversores
ción de osciladores, «Amplificadores no inversores
+ Seguidores de voltaje
io- * Sumadores o mezcladores Es importante destacar
nal puede ser conectado enlazo + Restadores 0 amplificado- unque RI y R2 contro-
cerrado como un amplificador — res di Jan la ganancia total del circui-
inversoro como un amplifica- + Amplificadores de instru- to, no tienen efecto alguno en
dor no inversor. En el primer — mentación las características intrínsecas
caso, laseñal de salida está des. del ampli
fasada 180° con respecto a la o implica que el terminal
señal de entrada y en el segun- inversor
nuy alta impedancia de entra
anto no absorbe co-
rriente. Como resultado, toda la
corriente que fluye a través de
RI también lo hace a través de
R2. La impedancia de
del circuito es prâcticamer
igual al valor de R1. Por tanto,
la ganancia y la impedancia de
entrada son fácilmente contro-
Figura 9.14 Ampllcador iwversor DC básico lables desde el exterior.
Un amplificador opera
gue teniendo una
Y mB}
El punto común de unión
de RI y R2 se denomina tierra
irtual debido a que tiene Sie
pre el mismo potencial de la
entrada no inversora, sin estar
físicamente conectado a esta
última. En otras palabras, las
entradas de un amplificador
operacional se comportan al
mismo tiempo como un cort
circuito y un circuito abierto,
porque no absorben corriente y
la diferencia de potencial entre de baja frecuencia. La señal
ellas es cero. Este concepto es a amplificar se aplica a la
básico para analizar y diseñar entrada inversora a través de
ireuitos con AOs. la red RICI. La realimenta
la red R2C
so, debido
iva la proporcio.
2. En este
En la figura 9.15 sen
muestra la estructura básica
de un amplificador inversor Cl y C2. k
AC con op-amp destinado a taje dep
a om
10k
Figura 9.16 Amplficadores inversores prácticos
No... Ze
Nan zi
siendo Z2 la impedancia
equivalente de R2 en paralelo
con C2 yZ1 laimpedancia equi
valente de RI en serie con CI
El concepto de impedancia se
examina en detalle en el Capf
tulo 6de este curso. En particu
farsi XC1 es mucho menor que
RI (XCI<<RI) y XC2 es m
de RI y R2 se denomina tierra
irtual debido a que tiene Sie
pre el mismo potencial de la
entrada no inversora, sin estar
físicamente conectado a esta
última. En otras palabras, las
entradas de un amplificador
operacional se comportan al
mismo tiempo como un cort
circuito y un circuito abierto,
porque no absorben corriente y
la diferencia de potencial entre de baja frecuencia. La señal
ellas es cero. Este concepto es a amplificar se aplica a la
básico para analizar y diseñar entrada inversora a través de
ireuitos con AOs. la red RICI. La realimenta
la red R2C
so, debido
iva la proporcio.
2. En este
En la figura 9.15 sen
muestra la estructura básica
de un amplificador inversor Cl y C2. k
AC con op-amp destinado a taje dep
a om
10k
Figura 9.16 Amplficadores inversores prácticos
No... Ze
Nan zi
siendo Z2 la impedancia
equivalente de R2 en paralelo
con C2 yZ1 laimpedancia equi
valente de RI en serie con CI
El concepto de impedancia se
examina en detalle en el Capf
tulo 6de este curso. En particu
farsi XC1 es mucho menor que
RI (XCI<<RI) y XC2 es m
vin
—
vour= nn BeBe
Figura 8.17 pie
En la figs
9.164 se
muestra un amplificador DC
inversor proyectado para una
ganancia de voltaje fija de 10
y con
anulación de offset. La
de voltaje es igual a
-R2/R1. La impedancia de en:
trac
est l
la establece RI.
nancia se pue
mpi
180° fuera de fase e
ustitu
do R2 por un poteneiöme.
tro, la y
riar dentro de un
go. El voltaje de salida (Vo)
‘on res
pecto al de entrada (VIN).
La anulación del offset se
justando R4 hasta
que el voltaje de salida sea
cero cuando el voltaje de en
trada sea cero, Si se retira la
red anuladora de offset, el vol
taje de salida estará desbalan-
‘ceado en una cantidad igual al
producto del voltaje offset de
entrada (típicamente | mV)
por la ganancia de lazo cerra-
do (Ay). Por eje
Av=100, la salida ser
mV con las dos entra
las pues:
tas a tierra,
En la figura 9.16b se
muestra la forma de convertir
el circuito anterior en un am-
plificador AC inversor conec
tando un condensador de aco:
plamiento en serie con la re
cia de entrada (RI). Note
sist
ca
10 pF
vo
Figura 9.18 Amplicador no inversor AC básico
que no se necesita anulación
de offset. El ancho de banda
(BW) es igual a la frecuencia
de corte de lazo abierto (FT)
dividida por la ganancia de
voltaje (Av). Por ejemplo, si
FT=1 MHz y Av=10, entonces
BW=100 kHz
En la figura 9.16 se indi-
a la forma de alimentar el cir
cuito anterior mediante una
fuente de alimentación sencilla
Observe que las conexiones de
on los valor
Ejercicio 9, de
components proporcionados, deter
‘mine la ganancia de volaje del am
plificador dela figura 9.15 a 20H
Respuesta: 7.8
Solución Las impedancias de
da (Z1) y de realimentación (7
pueden evaluar a partir de las si-
guientes expresiones clásicas de la
teoria de citewitos (ver Capítulo 6)
6
MR EXT)
= 12 = NGE TE)
En estas expresiones, XI esl reac
tancia de CI, G2 la conductancia de
R2 y B2 la susceptancia de C2. Pues-
to que tamo le resistencia como la
conduetaneia no dependen de la fre-
cuencia, en todos los casos
2-104.
ZI NRF RT = 12.8 kA
X2= 1/2n{€2) = 800 MQ
Z2=R2= 10040
(porque X2 >> R2)
Av = 22001 = 78
—
vour= nn BeBe
Figura 8.17 pie
En la figs
9.164 se
muestra un amplificador DC
inversor proyectado para una
ganancia de voltaje fija de 10
y con
anulación de offset. La
de voltaje es igual a
-R2/R1. La impedancia de en:
trac
est l
la establece RI.
nancia se pue
mpi
180° fuera de fase e
ustitu
do R2 por un poteneiöme.
tro, la y
riar dentro de un
go. El voltaje de salida (Vo)
‘on res
pecto al de entrada (VIN).
La anulación del offset se
justando R4 hasta
que el voltaje de salida sea
cero cuando el voltaje de en
trada sea cero, Si se retira la
red anuladora de offset, el vol
taje de salida estará desbalan-
‘ceado en una cantidad igual al
producto del voltaje offset de
entrada (típicamente | mV)
por la ganancia de lazo cerra-
do (Ay). Por eje
Av=100, la salida ser
mV con las dos entra
las pues:
tas a tierra,
En la figura 9.16b se
muestra la forma de convertir
el circuito anterior en un am-
plificador AC inversor conec
tando un condensador de aco:
plamiento en serie con la re
cia de entrada (RI). Note
sist
ca
10 pF
vo
Figura 9.18 Amplicador no inversor AC básico
que no se necesita anulación
de offset. El ancho de banda
(BW) es igual a la frecuencia
de corte de lazo abierto (FT)
dividida por la ganancia de
voltaje (Av). Por ejemplo, si
FT=1 MHz y Av=10, entonces
BW=100 kHz
En la figura 9.16 se indi-
a la forma de alimentar el cir
cuito anterior mediante una
fuente de alimentación sencilla
Observe que las conexiones de
on los valor
Ejercicio 9, de
components proporcionados, deter
‘mine la ganancia de volaje del am
plificador dela figura 9.15 a 20H
Respuesta: 7.8
Solución Las impedancias de
da (Z1) y de realimentación (7
pueden evaluar a partir de las si-
guientes expresiones clásicas de la
teoria de citewitos (ver Capítulo 6)
6
MR EXT)
= 12 = NGE TE)
En estas expresiones, XI esl reac
tancia de CI, G2 la conductancia de
R2 y B2 la susceptancia de C2. Pues-
to que tamo le resistencia como la
conduetaneia no dependen de la fre-
cuencia, en todos los casos
2-104.
ZI NRF RT = 12.8 kA
X2= 1/2n{€2) = 800 MQ
Z2=R2= 10040
(porque X2 >> R2)
Av = 22001 = 78
entrada y de realimentación son
las mismas. El divisor formado
por R3 y R4 polariza la entrada
no inversora del op-amp a la
mitad del voltaje de alimenta
ción. Debido a la presencia de
Cl, la ganancia de voltaje DC
delcircuito esiguala 1. Esto ga-
rantiza que la salida quede siem-
pre automáticamente polariza-
da ala mitad del voltaje de ali
mentación. Los demás compo:
nentes cumplen funciones aux
liares. En particular, C3 actúa
como eliminador de ruido y C2
como condensador de paso de
señal hacia la resistencia de car-
ga (RL) o la etapa sig
Amplificadores no
inversores
En la figura 9.17 se muestra
la estructura de un circuito no
inversor básico DC, En esta
configuración, la senal de en-
trada se aplica directamente a
la entrada no inversora (+) a
través dela red R3 y una frac
ción de la señal de salida se
realime la inver
sora (+. La realimentación
negativa la proveen RI y R2.
La ganancia de voltaje (Av)
siempre es mayor de 1 y está
dada por la expresión
Av=1+B2
Elcircuito de la figura 9.17
puede convertirse Fácilmente en
un amplificador de voltajes AC
incorporando algunos conden
Sadores como se indica en la fi
gura9.18. Laimpedanciadeen-
trada de este montaje es prácti
al al valor de R3,
Otras variantes de amplificado-
amente
res no inversores se muestran en
las figuras 9.19a y 9.19».
Seguidores
de voltaje
Una variante importante del
amplificador no inversores el
seguidor de voltaje. E
este
caso, la resistencia de reali-
mentación se sustituye por un
cortocircuito (R2=002) y el
amplificador opera con un
Rt ce
wiko 22pF
100% de realimentación n
tiva, Como resultado, el vol-
taje de salida es el mismo vol
tie de entrada y la
dor de voltaje DC y de un se-
guidor de voltaje AC.
Los seguidores de volta
je se utilizan, básicamente
para acoplar impedancias. En
ve
re
dia @
i vo
ar
1009
8
AL
Figura 9.19 Ampiticador AC no inversor con fuente sencilla
las mismas. El divisor formado
por R3 y R4 polariza la entrada
no inversora del op-amp a la
mitad del voltaje de alimenta
ción. Debido a la presencia de
Cl, la ganancia de voltaje DC
delcircuito esiguala 1. Esto ga-
rantiza que la salida quede siem-
pre automáticamente polariza-
da ala mitad del voltaje de ali
mentación. Los demás compo:
nentes cumplen funciones aux
liares. En particular, C3 actúa
como eliminador de ruido y C2
como condensador de paso de
señal hacia la resistencia de car-
ga (RL) o la etapa sig
Amplificadores no
inversores
En la figura 9.17 se muestra
la estructura de un circuito no
inversor básico DC, En esta
configuración, la senal de en-
trada se aplica directamente a
la entrada no inversora (+) a
través dela red R3 y una frac
ción de la señal de salida se
realime la inver
sora (+. La realimentación
negativa la proveen RI y R2.
La ganancia de voltaje (Av)
siempre es mayor de 1 y está
dada por la expresión
Av=1+B2
Elcircuito de la figura 9.17
puede convertirse Fácilmente en
un amplificador de voltajes AC
incorporando algunos conden
Sadores como se indica en la fi
gura9.18. Laimpedanciadeen-
trada de este montaje es prácti
al al valor de R3,
Otras variantes de amplificado-
amente
res no inversores se muestran en
las figuras 9.19a y 9.19».
Seguidores
de voltaje
Una variante importante del
amplificador no inversores el
seguidor de voltaje. E
este
caso, la resistencia de reali-
mentación se sustituye por un
cortocircuito (R2=002) y el
amplificador opera con un
Rt ce
wiko 22pF
100% de realimentación n
tiva, Como resultado, el vol-
taje de salida es el mismo vol
tie de entrada y la
dor de voltaje DC y de un se-
guidor de voltaje AC.
Los seguidores de volta
je se utilizan, básicamente
para acoplar impedancias. En
ve
re
dia @
i vo
ar
1009
8
AL
Figura 9.19 Ampiticador AC no inversor con fuente sencilla
AAA
m señal equiy
ponderada de un cierto núme-
5 ro de señales de entrada. En la
> di figura 9.23 se muestra la es
\ VOUT= VIN tructura de un sumador DC
i básico. En este caso, el volta
yp —— je de salida está dado por la si
guiente expresión:
lente a la sum:
a) oc
1940 se vo==m(Y +2)
RE I de voltaje de un amplifi-
oe La cn mia qu
Annoma y depende de las
circuito se puede expandir fi
cilmente para aceptar más de
dos sei
el caso del seguidor DC de la op-amp utilizado. Otros cir
figura 9.20a, la imped cuitos prácticos de seguidores
de entrada es muy alta y de voltaje se muestran en las ntrada conec-
jala Ao- figuras 9.21 y 9.22. tando estas últimas al punto
“in, siendo Ao la ganancia de de suma a a través de resis-
lazo abierto y Zin laimpedan- Sumadores o ncias. Si se hace RI=R2=Rf,
cia de entrada del amplifica- mezcladores el circuito se convierte en un
dor operacional. En contras- Un sumador, como su nombre Sumador de ganancia unitar
te, la impedancia de salida es lo indica, es un amplificador EI montaje práctico de un cir-
muy baja, dependiendo del que produce como salida una Suite sumador AC se muestra
en la figura 9.24.
Fa ce
2%0 adır
aproximadamente ig
Restadores o
amplificadores
diferenciales
Los restadores o amplifieado-
res diferenciales son circuitos
que proporcionan un voltaje
de salida proporcional a la di-
entre el voltaje apli-
cado ala entrada no inversora
y el voltaje aplicado a la en-
rada inversora. En la figura
9.25 se muestra la estructura
vottajo práctico AC con Zin
m señal equiy
ponderada de un cierto núme-
5 ro de señales de entrada. En la
> di figura 9.23 se muestra la es
\ VOUT= VIN tructura de un sumador DC
i básico. En este caso, el volta
yp —— je de salida está dado por la si
guiente expresión:
lente a la sum:
a) oc
1940 se vo==m(Y +2)
RE I de voltaje de un amplifi-
oe La cn mia qu
Annoma y depende de las
circuito se puede expandir fi
cilmente para aceptar más de
dos sei
el caso del seguidor DC de la op-amp utilizado. Otros cir
figura 9.20a, la imped cuitos prácticos de seguidores
de entrada es muy alta y de voltaje se muestran en las ntrada conec-
jala Ao- figuras 9.21 y 9.22. tando estas últimas al punto
“in, siendo Ao la ganancia de de suma a a través de resis-
lazo abierto y Zin laimpedan- Sumadores o ncias. Si se hace RI=R2=Rf,
cia de entrada del amplifica- mezcladores el circuito se convierte en un
dor operacional. En contras- Un sumador, como su nombre Sumador de ganancia unitar
te, la impedancia de salida es lo indica, es un amplificador EI montaje práctico de un cir-
muy baja, dependiendo del que produce como salida una Suite sumador AC se muestra
en la figura 9.24.
Fa ce
2%0 adır
aproximadamente ig
Restadores o
amplificadores
diferenciales
Los restadores o amplifieado-
res diferenciales son circuitos
que proporcionan un voltaje
de salida proporcional a la di-
entre el voltaje apli-
cado ala entrada no inversora
y el voltaje aplicado a la en-
rada inversora. En la figura
9.25 se muestra la estructura
vottajo práctico AC con Zin
+
de un amplificador diferencial
DC básico. En este
voltaje de salida está dado por
la siguiente expresión:
Vo
v2-v1) Bt
La versión AC del circui
to anterior se muestra en la
gura 9.26, Se asume que
RI=R3 y R2=R4. En el caso
de que las dos señales de en
trada sean idénticas (V2=V 1),
1 de voltaje es ig
por tanto, la señal de
ero. La impedanci
de entrada del terminal inver-
sor €) es igual a RI y la del
terminal no inversor (+) es
igual a R3+R4. Cuando
VI#V2 se dice que el circuito
está trabajando en el modo di
ferencial y cuando V!
dice que está trabajando en el
modo común
salida es
Amplificadores de
instrumentación
El amplificador de instrumen-
tación es una variante del
amplificador diferencial bási-
co descrito anteriormente,
cterizado por poseer una
impedancia de entrada muy
alta y proporcionar muy altos
niveles de ganancia, En la fi-
gura 9.27 se muestra la es.
tructura general de un ampli-
ficador de instrume
Asumiendo que R3=R4, la
ganancia de voltaje del cir-
cuito depende de los valores
de RI y R2 de acuerdo a la
Figura 922 Seguidor de voltaje con capacidad de corente incrementada
Rt
va
el
Figura 9.23 Sumador básico
a Rt
#6
10010
Y ía
cs Re
AS
AM
va
vive, va, va
ail von role)
Figura 9.24 Sumador/mezctador práctico AC
de un amplificador diferencial
DC básico. En este
voltaje de salida está dado por
la siguiente expresión:
Vo
v2-v1) Bt
La versión AC del circui
to anterior se muestra en la
gura 9.26, Se asume que
RI=R3 y R2=R4. En el caso
de que las dos señales de en
trada sean idénticas (V2=V 1),
1 de voltaje es ig
por tanto, la señal de
ero. La impedanci
de entrada del terminal inver-
sor €) es igual a RI y la del
terminal no inversor (+) es
igual a R3+R4. Cuando
VI#V2 se dice que el circuito
está trabajando en el modo di
ferencial y cuando V!
dice que está trabajando en el
modo común
salida es
Amplificadores de
instrumentación
El amplificador de instrumen-
tación es una variante del
amplificador diferencial bási-
co descrito anteriormente,
cterizado por poseer una
impedancia de entrada muy
alta y proporcionar muy altos
niveles de ganancia, En la fi-
gura 9.27 se muestra la es.
tructura general de un ampli-
ficador de instrume
Asumiendo que R3=R4, la
ganancia de voltaje del cir-
cuito depende de los valores
de RI y R2 de acuerdo a la
Figura 922 Seguidor de voltaje con capacidad de corente incrementada
Rt
va
el
Figura 9.23 Sumador básico
a Rt
#6
10010
Y ía
cs Re
AS
AM
va
vive, va, va
ail von role)
Figura 9.24 Sumador/mezctador práctico AC
a mi rent
OZuF 100% 100%
vio
En este caso, RI es una
resistencia variable, lo cual
permite ajustar la ganancia
dentro de un amplio rango.
Los valores de las resisten:
cias deben mante
@ mea
Dr;
más bajos posibles con el fin
minimizar el offset o des-
Asimismo, si tanto Al
como A2 se encuentran alo-
jados en la misma cápsula,
como sucede con los amplifi-
vo
e
O adores operacionales duales,
veo > se conseguirá una reducción
aún mayor del desbalanı
Razas
100%
Integradores
ador es un circuito
Figura 926 Restador AC practco ción (in
I de en
la, entregas señal de
salida proporcional a esta úl
tima. Analitic
lación se expresa mediante la
te fórmula
dt
siendo Vo el voltaje de sa:
lida y Vi el voltaje de entrada.
La expresión “Vide” signifi
ntegral de Vi con respec
to al tiempo. Los detalles re
lacionados con la evaluación
de integrales pueden ser con:
sultados en cualquier texto de
cálculo. Una expresión más
adecuada para evaluar Vo por
Figura 927 Estructura general de un ampilicador de instrumentación pates es
OZuF 100% 100%
vio
En este caso, RI es una
resistencia variable, lo cual
permite ajustar la ganancia
dentro de un amplio rango.
Los valores de las resisten:
cias deben mante
@ mea
Dr;
más bajos posibles con el fin
minimizar el offset o des-
Asimismo, si tanto Al
como A2 se encuentran alo-
jados en la misma cápsula,
como sucede con los amplifi-
vo
e
O adores operacionales duales,
veo > se conseguirá una reducción
aún mayor del desbalanı
Razas
100%
Integradores
ador es un circuito
Figura 926 Restador AC practco ción (in
I de en
la, entregas señal de
salida proporcional a esta úl
tima. Analitic
lación se expresa mediante la
te fórmula
dt
siendo Vo el voltaje de sa:
lida y Vi el voltaje de entrada.
La expresión “Vide” signifi
ntegral de Vi con respec
to al tiempo. Los detalles re
lacionados con la evaluación
de integrales pueden ser con:
sultados en cualquier texto de
cálculo. Una expresión más
adecuada para evaluar Vo por
Figura 927 Estructura general de un ampilicador de instrumentación pates es
Vo=-MT a Parámetros de los
amplificadores
operacionales reales
Idealmente, un amplificador
operacional debería tener una
siendo T la longitud deltra
mo considerado. Los inte;
u
dores son muy utilizados como anancia de lazo abierto (Ao)
convertidores de formas de infinita, una impedancia de
‘onda. Por ejemplo, si se aplica entrada (ZIN) también infini-
a la entrada una señal cuadra y una impedancia de salida
da, a la salida se obtiene un (ZO) cero. Sin embargo, los
señal triangular. También so amplificadores operacionales
los bloques constructivos bési reales no se ciñen estrictamen-
Figura 928 Integrador básico
te a estas características,
Estas y os aplicaciones de los pecto al tiempo. Los detalles práctica, Ao es del orden de
integradores serán examinadas n 100 dB, ZIN del orden de 1
en detalle en capítulos poste- de derivadas pueden ser con- MQa10°MQ y Zo del orden
cos de los filtros pasabajos
riores del curso. sultados en cualquier texto de de varios cientos de ohmios,
cálculo.
Diferenciadores Además de los valores
Un diferenciador es un cireui Los diferenciadores son reales de Ao, ZIN y ZO, los
to que efectúa la operación muy utilizados como conver- — fabricantes de amplificadores
contraria de un integrador. En — tidores de formas de onda. Por ope
otras palabras, mientras que la. ejemplo, si se aplica a hojas de datos de sus produc-
salida de un integrador es la — trada una señal ı {os otros parámetros y figu-
integral de laentrada, undife- — alidase obtiene una ondacua- ras de mérito que permiten
renciador realiza la operación drada. También son los blo- _evaluar el comportamiento de
matemática de la diferencia- — ques constructivos básicos de tales dispositivos en la prác.
ción (derivada) sobre la señal — los filtros pasaaltos.
de entrada ‘otras aplicaciones de los dife- — portamiento ideal esperado.
renciadores.
En lafigura 9.29 se mues- en detalle en capítulos poste- ejemplos:
tra la estructura bi
diferenciador. A + Corriente de polariza
m
la ración cure el vole de ción de entrada (IB). So
sa ida (Vo) y el ¡vers de en- a refiere a la corriente pro-
diante la siguiente fórmulas, val de los terminales de entra
À ds tücaimee IB deb
D se: coro. En la prices
Vo=-rrci gt! 9 puede flucwar desde unos
pocos pisosapedos GAD
siendo Vol voltaje dea: tm AOS con entradas PP
ay Vial vol decada L hasta algunas décimas de
La expresiôn “dVildt” signifi- © microamperio (HA) en
ca la derivada de Vi con res- Figura 9.29 Dloroncador básico AOS bipolares.
tica y compararlo con ele
amplificadores
operacionales reales
Idealmente, un amplificador
operacional debería tener una
siendo T la longitud deltra
mo considerado. Los inte;
u
dores son muy utilizados como anancia de lazo abierto (Ao)
convertidores de formas de infinita, una impedancia de
‘onda. Por ejemplo, si se aplica entrada (ZIN) también infini-
a la entrada una señal cuadra y una impedancia de salida
da, a la salida se obtiene un (ZO) cero. Sin embargo, los
señal triangular. También so amplificadores operacionales
los bloques constructivos bési reales no se ciñen estrictamen-
Figura 928 Integrador básico
te a estas características,
Estas y os aplicaciones de los pecto al tiempo. Los detalles práctica, Ao es del orden de
integradores serán examinadas n 100 dB, ZIN del orden de 1
en detalle en capítulos poste- de derivadas pueden ser con- MQa10°MQ y Zo del orden
cos de los filtros pasabajos
riores del curso. sultados en cualquier texto de de varios cientos de ohmios,
cálculo.
Diferenciadores Además de los valores
Un diferenciador es un cireui Los diferenciadores son reales de Ao, ZIN y ZO, los
to que efectúa la operación muy utilizados como conver- — fabricantes de amplificadores
contraria de un integrador. En — tidores de formas de onda. Por ope
otras palabras, mientras que la. ejemplo, si se aplica a hojas de datos de sus produc-
salida de un integrador es la — trada una señal ı {os otros parámetros y figu-
integral de laentrada, undife- — alidase obtiene una ondacua- ras de mérito que permiten
renciador realiza la operación drada. También son los blo- _evaluar el comportamiento de
matemática de la diferencia- — ques constructivos básicos de tales dispositivos en la prác.
ción (derivada) sobre la señal — los filtros pasaaltos.
de entrada ‘otras aplicaciones de los dife- — portamiento ideal esperado.
renciadores.
En lafigura 9.29 se mues- en detalle en capítulos poste- ejemplos:
tra la estructura bi
diferenciador. A + Corriente de polariza
m
la ración cure el vole de ción de entrada (IB). So
sa ida (Vo) y el ¡vers de en- a refiere a la corriente pro-
diante la siguiente fórmulas, val de los terminales de entra
À ds tücaimee IB deb
D se: coro. En la prices
Vo=-rrci gt! 9 puede flucwar desde unos
pocos pisosapedos GAD
siendo Vol voltaje dea: tm AOS con entradas PP
ay Vial vol decada L hasta algunas décimas de
La expresiôn “dVildt” signifi- © microamperio (HA) en
ca la derivada de Vi con res- Figura 9.29 Dloroncador básico AOS bipolares.
tica y compararlo con ele
al ae gura de mérito, el amplifica-
dor diseriminarä mejor com-
al A Jn aaa ponentes de ruido de modo
w común indeseables, amplifi-
Ele 4 cando sólo señales diferen
3 ciales. Por regla general, los
Pe de AO bipolares rechazan me-
pa jor señales de modo común
Lee que los AO con entradas tipo
FET y tienen más altos va-
lores de CMRR.
PES | L IN + Voltaje offset de entrada
(VIO). Se refiere al voltaje
que debe aplicarse entre los
Figura 9.30 Curva de respuesta de frecuencia de un ampifcador terminales de entrada para
operacional tipo
un voltaje de salida
+ Frecuencia de transición un amplificador operacional
(IT). Se refiere a la fre- disminuyea una rata de 6 dB
cuencia a la cual por octava o 20 dB por dé- —— diferencial de entrada del op-
cia de lazo abierto del dis- cada, como se ilustra en la amp. Aunque ide
positivo es igual a la uni- figura 9.30, VIO debería ser cero, en la
dad. Típicamente, un AO prácticas del orden de unos
tiene una ganancia de vol- + Relación de rechazo de pocos milivoltios
taje a bajas frecuencias del do común (CMRR:
orden de 100 dB. Conel fin Common-Mode Rejection no se aplica esta co-
te parámetro — rrección, el voltaje offset de
1d de un — entrada interno, una vez am-
mente
de evitar que oscile, sures- Ratio). E
puesta de frecuencia se mide la habilid:
compensa internamente de AO para rechazar señales — plificado, puede llegar a ser
modo que la ganancia dis- — de modo común y se defi — suficiente para saturar la sa-
minuya a medida que au- ne como la relación entre — lida e impedir la amplifica-
menta la frecuencia y sea la ganancia de modo dife- — ción eficiente. Muchos AOs
dB a la frecuencia IT. rencial y la ganancia de — poseen entradas de control
modo común. especiales que permiten anu-
Típicamente, (Tes del or lar externamente los efectos
no. En
den de 1 MHz en amplifica Aunque idealmente el del voltaje offset is
dores operacionales de propó- CMRR de un AO debería — otros, debe recurrirse a estra-
sito general, pero puede Ile- ser infinito, en la práctica — tegias externas para su elimi
gara ser del orden de 10 MHz es típicamente del orden de _ nación, como se ilustra en la
a 15 MHz o más en dispositi- 90 dB y se especifica a ba- — figura 9.31
vos de alta velocidad. Cono- jas frecuencias. El CMRR
ciendo el valor de {T es muy es particularmente impor
sencillo determinar la curva — tante en amplificadores di
de respuesta de frecuencia. ferenciales y no inversores.
Normalmente, la gananciade Entre más alta sea esta fi- deca
+ Rapidez de respuesta o SR
(Slew Rate). Este parámetro
refiere a la máxima rata
io del voltaje de sa-
dor diseriminarä mejor com-
al A Jn aaa ponentes de ruido de modo
w común indeseables, amplifi-
Ele 4 cando sólo señales diferen
3 ciales. Por regla general, los
Pe de AO bipolares rechazan me-
pa jor señales de modo común
Lee que los AO con entradas tipo
FET y tienen más altos va-
lores de CMRR.
PES | L IN + Voltaje offset de entrada
(VIO). Se refiere al voltaje
que debe aplicarse entre los
Figura 9.30 Curva de respuesta de frecuencia de un ampifcador terminales de entrada para
operacional tipo
un voltaje de salida
+ Frecuencia de transición un amplificador operacional
(IT). Se refiere a la fre- disminuyea una rata de 6 dB
cuencia a la cual por octava o 20 dB por dé- —— diferencial de entrada del op-
cia de lazo abierto del dis- cada, como se ilustra en la amp. Aunque ide
positivo es igual a la uni- figura 9.30, VIO debería ser cero, en la
dad. Típicamente, un AO prácticas del orden de unos
tiene una ganancia de vol- + Relación de rechazo de pocos milivoltios
taje a bajas frecuencias del do común (CMRR:
orden de 100 dB. Conel fin Common-Mode Rejection no se aplica esta co-
te parámetro — rrección, el voltaje offset de
1d de un — entrada interno, una vez am-
mente
de evitar que oscile, sures- Ratio). E
puesta de frecuencia se mide la habilid:
compensa internamente de AO para rechazar señales — plificado, puede llegar a ser
modo que la ganancia dis- — de modo común y se defi — suficiente para saturar la sa-
minuya a medida que au- ne como la relación entre — lida e impedir la amplifica-
menta la frecuencia y sea la ganancia de modo dife- — ción eficiente. Muchos AOs
dB a la frecuencia IT. rencial y la ganancia de — poseen entradas de control
modo común. especiales que permiten anu-
Típicamente, (Tes del or lar externamente los efectos
no. En
den de 1 MHz en amplifica Aunque idealmente el del voltaje offset is
dores operacionales de propó- CMRR de un AO debería — otros, debe recurrirse a estra-
sito general, pero puede Ile- ser infinito, en la práctica — tegias externas para su elimi
gara ser del orden de 10 MHz es típicamente del orden de _ nación, como se ilustra en la
a 15 MHz o más en dispositi- 90 dB y se especifica a ba- — figura 9.31
vos de alta velocidad. Cono- jas frecuencias. El CMRR
ciendo el valor de {T es muy es particularmente impor
sencillo determinar la curva — tante en amplificadores di
de respuesta de frecuencia. ferenciales y no inversores.
Normalmente, la gananciade Entre más alta sea esta fi- deca
+ Rapidez de respuesta o SR
(Slew Rate). Este parámetro
refiere a la máxima rata
io del voltaje de sa-
lida bajo condiciones de se
al
voltios por microsegundo
(Vis) y fluctúa tipicamen:
te entre 1 Vis y 10 Vins.
de. Se especifica en
9.5 Amplificadores
de audio de baja
señal con
transistores
Dependiendo del rango de
frecu
cias de operación y
de la magnitud de señales de
entrada que manejan, los
amplificadores pueden ser
respectivamente, de audio
(AF) o de radiofrecuencia
(RE), y de señal pequ
de señal grande.
Los amplificadores de
audio, como su nombre lo in-
dica, se diseñan para trabaja
con señales de audio (desde
0 Hz hasta 20 kHz) y los de
alta frecuencia (RF) para
operar con señales de radio
(por encima de 20 kHz). Es-
tos últimos se diferencian de
los de audio, principalmente,
por su selectividad y otras
consideraciones de diseño
neralmente se ignoran
Los amplificadores de
baja señal se
operar en forma lineal, esto
erizan por
cho de banda reciben la
misma cantidad de amplifica.
cióno ganancia. U
considera pequi
realiza excursiones no supe.
riores a 10 mV con respecto
cuando
a
Vent
oa
Nee oo
b
Woe
Ver
sal
Figura 8.31 Métodos altematvos de anulación de ofset
(a) Ampliicador inversor. o) Amplieager no inversor
asu valor de reposo bajo con-
diciones normales de opera-
ción. En los amplificadores
de señal grande, la señal de
entrada es tan fuerte que no
permite la operación lineal
del dispositivo.
Los amplificadores de se-
1 pequeña se utilizan princi
palmente como preamplifica-
dores y los de señal grande
como amplificadores de po-
tencia, En esta sección exami
naremos varias estructuras co-
mues de amplificadores de
\diio de señal pequeña con
transistores bipolares. Los
amplificadores de potencia y
de radiofrecuencia se exami
mis adelante
9.5.1 Principio
de funcionamiento
En un transistor bipolar, una co
rene pequeña que se inyecta
porel terminal de base controla
el lujode una coment relativa:
mente grande que circula pore!
colector. El parímetro que rela
coma comme de colector (Ie)
con la corriente de base (IB) es
une la ganancia de co-
e del diposiivo (8 o hFE)
Sobre este principio fundamen-
tal ilustrado mediante la analo
gia de la figura 9.32, se basan
los circuitos de amplificación
con transistors
En el modelo pictórico de
la figura 9.32 se supone queen
elinie sistor hay un
al
voltios por microsegundo
(Vis) y fluctúa tipicamen:
te entre 1 Vis y 10 Vins.
de. Se especifica en
9.5 Amplificadores
de audio de baja
señal con
transistores
Dependiendo del rango de
frecu
cias de operación y
de la magnitud de señales de
entrada que manejan, los
amplificadores pueden ser
respectivamente, de audio
(AF) o de radiofrecuencia
(RE), y de señal pequ
de señal grande.
Los amplificadores de
audio, como su nombre lo in-
dica, se diseñan para trabaja
con señales de audio (desde
0 Hz hasta 20 kHz) y los de
alta frecuencia (RF) para
operar con señales de radio
(por encima de 20 kHz). Es-
tos últimos se diferencian de
los de audio, principalmente,
por su selectividad y otras
consideraciones de diseño
neralmente se ignoran
Los amplificadores de
baja señal se
operar en forma lineal, esto
erizan por
cho de banda reciben la
misma cantidad de amplifica.
cióno ganancia. U
considera pequi
realiza excursiones no supe.
riores a 10 mV con respecto
cuando
a
Vent
oa
Nee oo
b
Woe
Ver
sal
Figura 8.31 Métodos altematvos de anulación de ofset
(a) Ampliicador inversor. o) Amplieager no inversor
asu valor de reposo bajo con-
diciones normales de opera-
ción. En los amplificadores
de señal grande, la señal de
entrada es tan fuerte que no
permite la operación lineal
del dispositivo.
Los amplificadores de se-
1 pequeña se utilizan princi
palmente como preamplifica-
dores y los de señal grande
como amplificadores de po-
tencia, En esta sección exami
naremos varias estructuras co-
mues de amplificadores de
\diio de señal pequeña con
transistores bipolares. Los
amplificadores de potencia y
de radiofrecuencia se exami
mis adelante
9.5.1 Principio
de funcionamiento
En un transistor bipolar, una co
rene pequeña que se inyecta
porel terminal de base controla
el lujode una coment relativa:
mente grande que circula pore!
colector. El parímetro que rela
coma comme de colector (Ie)
con la corriente de base (IB) es
une la ganancia de co-
e del diposiivo (8 o hFE)
Sobre este principio fundamen-
tal ilustrado mediante la analo
gia de la figura 9.32, se basan
los circuitos de amplificación
con transistors
En el modelo pictórico de
la figura 9.32 se supone queen
elinie sistor hay un
res de la corriente de b:
(IB), la corriente de colec:
tor (IC), el voltaje de colec-
tora emisor (VCE), ete... en
condiciones dinámicas, va-
rían por encima y por deba-
jo de sus respectivos valo:
res de reposo, dependiendo
de la amplitud de la señal de
entrada y de la ubicación del
punto de trabajo. El estable.
cimiento de un punto de tra
bajo adecuado se denomina
polarización.
El punto de trabajo de
una etapa amplificadora con
transistor puede evaluarse
Figura 8.32 Acción básica de un
eS” E gráficamente a partir de las
curvas características sumi-
pequeño operario que realiza, Polarización de nistradas por el fabricante del
de manera incansable, cl oficio transistores dispositivo en la hoja de da-
de activar una llave en el eir- bipolares. Concepto — tos. Est
cuit de colector mientras mira. de punto de trabajo — útiles
el valor dela corriente de base, Los amplificadores de baja se- mente como se comport
con el propósito de lograr una falcon transsitores son básica- — corriente y el voltaje de sa
corriente de colector igual ala mente amplificadores clase A. da en func
corriente de base por el valor La clase de un amplificador y cl volta
de la gananacia de corriente, — está íntimamente relacionada en condiciones dinámicas
con la ubicación del punto de como estáticas
Por tanto, según el va- rrabajo. Este último. amado
lor de la coriente de base, el también punto de reposo, pun En la figura 9.33 se
peque 10 quiescente 0 punto Q, se e- muestra, como ejemplo, la fa-
locar en la fiere a los valores de comiente milinde curvas características
contocireuito (estado de y de votaje presentes enelcir- de un transistor ipico
ración) hasta un circuito cuitocuandonoexistesefialde do la ubicación del punto de
abierto (estado de bloqueo), entrada. A estas condiciones se trabajo para clase A y la for-
pasando por una variación les denomina estáticas o de re- como se comportan diná-
lineal de la corriente de sali- — poso y se identifican mediante _micamente la corriente de co-
da según las variaciones de el subíndice Q (IBQ, ICQ, _ lector y el voltaje de colector
curvas son muy
nalizar gráfica-
ala
in de la corriente
je de entrada, tanto
la corriente de base. La idea VCEQ, etc). a emisor cuando varía la co-
básica de la amplif rriente de base, En este caso,
precisamente conseguir que Las condiciones en el punto de trabajo (Q) corres
la operación se mantenga presencia de señal se deno- ponde a IB=10 A, IC=2.3
dentro de esta zona lineal. minan dinámicas. Los valo- mA y VCE=13 V.
(IB), la corriente de colec:
tor (IC), el voltaje de colec-
tora emisor (VCE), ete... en
condiciones dinámicas, va-
rían por encima y por deba-
jo de sus respectivos valo:
res de reposo, dependiendo
de la amplitud de la señal de
entrada y de la ubicación del
punto de trabajo. El estable.
cimiento de un punto de tra
bajo adecuado se denomina
polarización.
El punto de trabajo de
una etapa amplificadora con
transistor puede evaluarse
Figura 8.32 Acción básica de un
eS” E gráficamente a partir de las
curvas características sumi-
pequeño operario que realiza, Polarización de nistradas por el fabricante del
de manera incansable, cl oficio transistores dispositivo en la hoja de da-
de activar una llave en el eir- bipolares. Concepto — tos. Est
cuit de colector mientras mira. de punto de trabajo — útiles
el valor dela corriente de base, Los amplificadores de baja se- mente como se comport
con el propósito de lograr una falcon transsitores son básica- — corriente y el voltaje de sa
corriente de colector igual ala mente amplificadores clase A. da en func
corriente de base por el valor La clase de un amplificador y cl volta
de la gananacia de corriente, — está íntimamente relacionada en condiciones dinámicas
con la ubicación del punto de como estáticas
Por tanto, según el va- rrabajo. Este último. amado
lor de la coriente de base, el también punto de reposo, pun En la figura 9.33 se
peque 10 quiescente 0 punto Q, se e- muestra, como ejemplo, la fa-
locar en la fiere a los valores de comiente milinde curvas características
contocireuito (estado de y de votaje presentes enelcir- de un transistor ipico
ración) hasta un circuito cuitocuandonoexistesefialde do la ubicación del punto de
abierto (estado de bloqueo), entrada. A estas condiciones se trabajo para clase A y la for-
pasando por una variación les denomina estáticas o de re- como se comportan diná-
lineal de la corriente de sali- — poso y se identifican mediante _micamente la corriente de co-
da según las variaciones de el subíndice Q (IBQ, ICQ, _ lector y el voltaje de colector
curvas son muy
nalizar gráfica-
ala
in de la corriente
je de entrada, tanto
la corriente de base. La idea VCEQ, etc). a emisor cuando varía la co-
básica de la amplif rriente de base, En este caso,
precisamente conseguir que Las condiciones en el punto de trabajo (Q) corres
la operación se mantenga presencia de señal se deno- ponde a IB=10 A, IC=2.3
dentro de esta zona lineal. minan dinámicas. Los valo- mA y VCE=13 V.
sa)
Figura 9.33 Concepto de punto de rabajo.
a) Punto de polaizacién en el punto medio de carga. 1) Comportamiento con señal
Al aplicar una señal de igual al voltaje de alimenta- cer un punto de trabajo espe:
entrada al circuito, las co- ciôn (VCC). En nuestro caso, cifico y b) mantenerlo estable.
rrientes y voltajes del transis- Lemax=4 mA y Vec=25 V.Los La primera implica fijar los
ación valores de reposo de las co
tor variaran con respecto a puntos de corte y de satu
sus valores de reposo, permi- — definen lo que se denomina — rrientes de base y de colector
tiendo que el dispositivo re- una recta de carga. Las rec- y lasegunda impedir que cam.
accione linealmente tanto a tas de carga son muy ütilesen bien debido a factores como
la parte positiva como a la el análisis y diseño de circui- variaciones de temperatura,
ne aideentra- 10s con transistores. La inter- — fluctuaciones del voltaje de
da. En la figura 9.33, la se- sección de la recta de carga alimentación, diferencias
jal de entrada provoca que la con las curvas características las tolerancias de los compo:
te de base varíe entre define la operación del cireui- — nentes, etc
=5 HA y 15 HA y la corrien- to. Para cualquier valor de IB
te de colector entre =] mA y — hay unos valores de IC y VCE En la figura 9.34 se
=3 mA. Esto equivale a una específicos, determinados por | muestran algunas estrategias
ncia de corriente (B=IC/ los varios puntos de intersec- de polarización de transisto
IB) de =200, es decir algo ción posibles. Por ejemplo, si res bipolares. Los valores de
més de 45 dB. en la figura 9.33 1B=10 pA, corriente y tensión del punto
entonces IC= 2 mA, de trabajo elegido, y la con
En la figura 9.33 se in- figuración de polarización
dican también los puntos ex- Circuitos de utilizada, dependen de las ca-
tremos de saturación y el de polarización racterísticas del transistor y
orte. En el punto de satura- COMUNES delosrequisitos de cada apli-
ción, IC es máxima y VCE es Los circuitos de pola
ación cación. La polarización de
cero. En el punto de corte, IC de transistores cumplen dos base o fija (figura 9.344).
es cero y VCE es máximo e — funciones básicas: a) estable- aunque es muy simple, no es
Figura 9.33 Concepto de punto de rabajo.
a) Punto de polaizacién en el punto medio de carga. 1) Comportamiento con señal
Al aplicar una señal de igual al voltaje de alimenta- cer un punto de trabajo espe:
entrada al circuito, las co- ciôn (VCC). En nuestro caso, cifico y b) mantenerlo estable.
rrientes y voltajes del transis- Lemax=4 mA y Vec=25 V.Los La primera implica fijar los
ación valores de reposo de las co
tor variaran con respecto a puntos de corte y de satu
sus valores de reposo, permi- — definen lo que se denomina — rrientes de base y de colector
tiendo que el dispositivo re- una recta de carga. Las rec- y lasegunda impedir que cam.
accione linealmente tanto a tas de carga son muy ütilesen bien debido a factores como
la parte positiva como a la el análisis y diseño de circui- variaciones de temperatura,
ne aideentra- 10s con transistores. La inter- — fluctuaciones del voltaje de
da. En la figura 9.33, la se- sección de la recta de carga alimentación, diferencias
jal de entrada provoca que la con las curvas características las tolerancias de los compo:
te de base varíe entre define la operación del cireui- — nentes, etc
=5 HA y 15 HA y la corrien- to. Para cualquier valor de IB
te de colector entre =] mA y — hay unos valores de IC y VCE En la figura 9.34 se
=3 mA. Esto equivale a una específicos, determinados por | muestran algunas estrategias
ncia de corriente (B=IC/ los varios puntos de intersec- de polarización de transisto
IB) de =200, es decir algo ción posibles. Por ejemplo, si res bipolares. Los valores de
més de 45 dB. en la figura 9.33 1B=10 pA, corriente y tensión del punto
entonces IC= 2 mA, de trabajo elegido, y la con
En la figura 9.33 se in- figuración de polarización
dican también los puntos ex- Circuitos de utilizada, dependen de las ca-
tremos de saturación y el de polarización racterísticas del transistor y
orte. En el punto de satura- COMUNES delosrequisitos de cada apli-
ción, IC es máxima y VCE es Los circuitos de pola
ación cación. La polarización de
cero. En el punto de corte, IC de transistores cumplen dos base o fija (figura 9.344).
es cero y VCE es máximo e — funciones básicas: a) estable- aunque es muy simple, no es
adecuada para amplificación depende marcadamente del metro varía con la corri
neal. Esto se debe a que el factor de amplificación de y la temperatura y no es uni
tico (Bde) del for
le entre transistores del
punto de trabajo es muy ines- corriente est
table con la temperatura y transistor. Este último paré- — mismo tipo,
ña 1) Retroalmentación
he miso La polarización por re
troalimentación de emisor (Mi
gura 9.34b) compensa las va
riaciones de Bde utilizando el
voltaje desarrollado en los ex
tremos de la resistencia de
emisor (RE). Al aumentar
Bde, aumentan la corriente de
colector. y el voltaje sobre
RE. Como resultado, dismi
nuyen el voltaje sobre RB y
la corriente de base. Esto úl
©) Retroalímentación y
‘do coloctor vg
ua timo ocasiona que la corrien
volle vec te de colector disminuya, con:
trarreständose así el aumento
original de Bde.
Para que este método sea
sita que RE
nde. Sin embar
go, en la práctica, un valor
muy alto de RE puede oca
sionar que el transistor se sa-
- ture, Como consecuencia, la
polarización por retroalimen-
tacién de emisor es también
sensible a los cambios de
Bac. Por esto, tampoco es
muy utilizada,
6) Divisor de voltaje ae
ae À
Circuito maestro
de polarización
La polarización por re-
RC2 troalimentaciön de colector
(figura 9.34c) compensa las
variaciones de Bde utilizan
do el voltaje desarrollado en
los extremos de la resisten
e or (RC). Al au
mentar Bde, aumentan la co
rriente de colector y el vol
e sobre RC. Como resul:
de cole
Figura 9.4 Circuito
básicos de polarización de transistores
neal. Esto se debe a que el factor de amplificación de y la temperatura y no es uni
tico (Bde) del for
le entre transistores del
punto de trabajo es muy ines- corriente est
table con la temperatura y transistor. Este último paré- — mismo tipo,
ña 1) Retroalmentación
he miso La polarización por re
troalimentación de emisor (Mi
gura 9.34b) compensa las va
riaciones de Bde utilizando el
voltaje desarrollado en los ex
tremos de la resistencia de
emisor (RE). Al aumentar
Bde, aumentan la corriente de
colector. y el voltaje sobre
RE. Como resultado, dismi
nuyen el voltaje sobre RB y
la corriente de base. Esto úl
©) Retroalímentación y
‘do coloctor vg
ua timo ocasiona que la corrien
volle vec te de colector disminuya, con:
trarreständose así el aumento
original de Bde.
Para que este método sea
sita que RE
nde. Sin embar
go, en la práctica, un valor
muy alto de RE puede oca
sionar que el transistor se sa-
- ture, Como consecuencia, la
polarización por retroalimen-
tacién de emisor es también
sensible a los cambios de
Bac. Por esto, tampoco es
muy utilizada,
6) Divisor de voltaje ae
ae À
Circuito maestro
de polarización
La polarización por re-
RC2 troalimentaciön de colector
(figura 9.34c) compensa las
variaciones de Bde utilizan
do el voltaje desarrollado en
los extremos de la resisten
e or (RC). Al au
mentar Bde, aumentan la co
rriente de colector y el vol
e sobre RC. Como resul:
de cole
Figura 9.4 Circuito
básicos de polarización de transistores
tado, disminuyen el voltaje te, RE se desacopla mediante Configuraciones
sobre RB, la corriente de un condensador en paralelo. básicas
base y la corriente de colee- (CE) que envía a terra cual- Los transistores bipolares son
sor. Asíse contrarresta el au- quier variación en el voltaje amplificadores de corriente
mento de Bde. Esta estrate- de polarización del emisor. — ideales. Cuando se aplica una
gia de polarización es rela pequeña señal al terminal de
tivamente más eficl La polarización por di- entrada, en los terminales de
la anterior, visor de voltaje desacoplado … salida aparece una reproduc
(figura 9.34d) combina las ciôn ampliada de esta corrien
Aunque sigue siendo sen- características de las dos an- te. Aunque la señal de entra-
sible a los cambios de Bde, se teriores y se caracteriza porsu da puede acoplarse al dispo-
prefiere en la práctica debido — estabilidad. Cualquier co- sitivo de varias formas, sok
que es muy sencilla de im- — rriente de realimentación va- mente resulltan útiles es
plementar y tiene una mejor riable es enviada por el con- práctica tres cont
dor C a tierra, Normal- — básicas, Mamadas base co-
espuesta de frecuencia. Ade- der
más, no permite que se sature mente, el valor de RBla es min, emisor común y colec-
el transistor. Típicamente, RB mayor que el de RBIb, tor común. A continuación.
se elige de modo que sea B examinaremos con cierto de-
veces igual a RC. Finalmente, en lafigu- talle cada una de ellas,
ra 9.34e se presenta un cir-
La polarización por di- euito de polarización maes- Amplificadores de
visor de voltaje o universal tro a partir del cual puede base común
(figura 9.34d) es la más am- obtenerse cualquiera de las En la figura 9.35 se muestra
pliamente utilizada en amy raciones anteriores un amplificador base co-
do las resistencias min práctico. La señal sein
señal. El divisor resistive for- adecuadas por cortocircuitos yecta al emisor a través de
mado por RBI y RB2 esta- 0 circuitos abiertos. Por Cl y se extrae amplificada
blece el voltaje y la corrien- ejemplo, haciendo RCI= por el colector vía CO, La
te de polarización de labasc. RB3=0 £2 se obtiene el cir- base, conec
Las resistencias RC y RE de- euito de la figura 9.34d. mente atierraa través de CB,
inan las corriente de re- Este circuito también es útil actúa como elemento común
poso de colector y emisor para explorar otras posibili- a los circuitos de entrada y
ficadores lineales o de baja — sustituy
da dinámica-
mente, RB2 dades de polrizaciôn. — de salida. Las señales de en.
lero que Super
To menos 10 veces igual al “y ie
valor de RBI de cs
teriza principalmente por su
estabilidad con la temperatu-
ra. Esto implica que el punto
de trabajo es prácticamente
inmune a las variaciones de
temperatura y, por consi-
guiente, del Bde. Normalmen- Figura 8.35 Amplicador baso común
Ber]
Este montaje se carac- i
sobre RB, la corriente de un condensador en paralelo. básicas
base y la corriente de colee- (CE) que envía a terra cual- Los transistores bipolares son
sor. Asíse contrarresta el au- quier variación en el voltaje amplificadores de corriente
mento de Bde. Esta estrate- de polarización del emisor. — ideales. Cuando se aplica una
gia de polarización es rela pequeña señal al terminal de
tivamente más eficl La polarización por di- entrada, en los terminales de
la anterior, visor de voltaje desacoplado … salida aparece una reproduc
(figura 9.34d) combina las ciôn ampliada de esta corrien
Aunque sigue siendo sen- características de las dos an- te. Aunque la señal de entra-
sible a los cambios de Bde, se teriores y se caracteriza porsu da puede acoplarse al dispo-
prefiere en la práctica debido — estabilidad. Cualquier co- sitivo de varias formas, sok
que es muy sencilla de im- — rriente de realimentación va- mente resulltan útiles es
plementar y tiene una mejor riable es enviada por el con- práctica tres cont
dor C a tierra, Normal- — básicas, Mamadas base co-
espuesta de frecuencia. Ade- der
más, no permite que se sature mente, el valor de RBla es min, emisor común y colec-
el transistor. Típicamente, RB mayor que el de RBIb, tor común. A continuación.
se elige de modo que sea B examinaremos con cierto de-
veces igual a RC. Finalmente, en lafigu- talle cada una de ellas,
ra 9.34e se presenta un cir-
La polarización por di- euito de polarización maes- Amplificadores de
visor de voltaje o universal tro a partir del cual puede base común
(figura 9.34d) es la más am- obtenerse cualquiera de las En la figura 9.35 se muestra
pliamente utilizada en amy raciones anteriores un amplificador base co-
do las resistencias min práctico. La señal sein
señal. El divisor resistive for- adecuadas por cortocircuitos yecta al emisor a través de
mado por RBI y RB2 esta- 0 circuitos abiertos. Por Cl y se extrae amplificada
blece el voltaje y la corrien- ejemplo, haciendo RCI= por el colector vía CO, La
te de polarización de labasc. RB3=0 £2 se obtiene el cir- base, conec
Las resistencias RC y RE de- euito de la figura 9.34d. mente atierraa través de CB,
inan las corriente de re- Este circuito también es útil actúa como elemento común
poso de colector y emisor para explorar otras posibili- a los circuitos de entrada y
ficadores lineales o de baja — sustituy
da dinámica-
mente, RB2 dades de polrizaciôn. — de salida. Las señales de en.
lero que Super
To menos 10 veces igual al “y ie
valor de RBI de cs
teriza principalmente por su
estabilidad con la temperatu-
ra. Esto implica que el punto
de trabajo es prácticamente
inmune a las variaciones de
temperatura y, por consi-
guiente, del Bde. Normalmen- Figura 8.35 Amplicador baso común
Ber]
Este montaje se carac- i
El condensador CB actúa
‘como condensador de desaco-
ple (bypass). Su objetivo es
mant
polarización de la base, en-
er estable el voltaje de
viando a tierra cualquier
ción. Las resistencias RBI
RB2, RC y RE polarizan co-
= |. rrectamente las uniones del
ms « ce transistor y fijan el punto de
circuito presenta una baja im
Figura 9.36 Ampitcador omsor comun básico penche de entrada (exire
0.50 y 5092 y una alta impe
rada y de salida siempre es- eliminar el nivel de corrie
fase. Los condensado- te continua presente a la en- — dancia de salida (entre 1 kQ y
lan como trada o a la salida y transfe- 1 MQ).L
condensadores de paso o de rir sólo las señales de audio taje y de potes
ganancias de vol
pueden ser
acoplamiento. Su objetivo es _ propiamente dichas. altas, del orden de 1500. La
Ba ganancia de corriente es inf
7 rior a 1 (entre 0.95 y 0.995).
10v_ Say
Figura 9.37 Amplícadores de emisor comin de
estabiiaad mejorada,
(a) Amplitcador con debe resistencia de omsor
(0) Amplitcador con compensation de la aida VBE
(e) Ampiticador con establidad mejorada por
realmentacièn
Salida
Ver (-7¥)
10K
‘como condensador de desaco-
ple (bypass). Su objetivo es
mant
polarización de la base, en-
er estable el voltaje de
viando a tierra cualquier
ción. Las resistencias RBI
RB2, RC y RE polarizan co-
= |. rrectamente las uniones del
ms « ce transistor y fijan el punto de
circuito presenta una baja im
Figura 9.36 Ampitcador omsor comun básico penche de entrada (exire
0.50 y 5092 y una alta impe
rada y de salida siempre es- eliminar el nivel de corrie
fase. Los condensado- te continua presente a la en- — dancia de salida (entre 1 kQ y
lan como trada o a la salida y transfe- 1 MQ).L
condensadores de paso o de rir sólo las señales de audio taje y de potes
ganancias de vol
pueden ser
acoplamiento. Su objetivo es _ propiamente dichas. altas, del orden de 1500. La
Ba ganancia de corriente es inf
7 rior a 1 (entre 0.95 y 0.995).
10v_ Say
Figura 9.37 Amplícadores de emisor comin de
estabiiaad mejorada,
(a) Amplitcador con debe resistencia de omsor
(0) Amplitcador con compensation de la aida VBE
(e) Ampiticador con establidad mejorada por
realmentacièn
Salida
Ver (-7¥)
10K
Amplificadores de més utilizada en la práctica. tiene con las configuraciones
emisor común Otras versiones de amplifiea- _ base común o emisor común.
dores de emisor común de es- Este montaje se utiliza prin
tabilidad mente como adaptador
común práctico. La señal se tran en la figura 9.37 de impedancias, Otras versio-
s de nes de amplificadores de co-
y be amplificada Amplificadores de — lector común se muestran en
del colector vía CO. Elemi- colector común figura 9.39.
sor, conectado dinámica- En la figura 9.38 se muestra
mente a tierra a través de unamplificador colectorco- Todos los circuitos mos-
CE, actúa como elemento — mún práctico. La señal se in- — trados anteriormente utilizan
común a los circuitos de en- _ troduce por la base através de transistores PNP. Cuando se
trada y de salida, CL y se extrae porel emisor vía — emplean transistores PNP, de
CO. El colector, conectado di- ben invertirse las tensiones de
Observe que eneste modo — námicamente a tierra a través — polarización. Sinembas
de conexión, las señales deen- de CC, actúa como elemento rel
icuitos de en- ales de entrada y de salida
laciones de fase entre las se
rada y de salida siempre es- — común a los
tän en oposición de fase. Nue- — trada y de salida. Las señales — siguen siendo las mismas.
vamente, CI y CO actúan > de entrada y de salida siempre la figura 9.40, por ejemplo, se
como condensadores de aco- estan en fase. El montaje se ador en
plamiento y CE como conden- denomina también seguidor sor común con transistor PNP
sador de deriva de emisor que opera a partir de una fuen-
te positiva.
Las resistencias RBI, RB2, El amplificador colec
RE y RC polarizan adecuada- tor común se caracteriza por Amplificadores
mente el transistor y fijan su tener una alta impedancia de diferenciales
punto de trabajo. Note que este entrada y una baja impedan- Una variación importante de
circuito, como el anterior, utili» cia de salida. La ganancia de los res tipos fundamentales de
za la estrategia de polarización voltaje es siempre menor que amplificadores discutidos ante-
universal o por divisor de vol- 1 y la de potencia es normal ente es el amplificador
1 En este caso, el
taj dela figura 9.344, La im- mente inferio
pedancia de entrada de este
montaje es del orden de 20 a ed
542 yIaimpedanci de salida 5
el orden de 50.24 50 KO. El Eng Be
camente ganancia de comien-
te y de voltaje
a que se ob-
La ganancia de potenci
puede llegar a ser relativa
mente alta, del orden de
10000. Típicamente, la ganan-
cia de corriente es el orden de +
50. Esta es la configuración Figura 9.38 Amplificador colector común
emisor común Otras versiones de amplifiea- _ base común o emisor común.
dores de emisor común de es- Este montaje se utiliza prin
tabilidad mente como adaptador
común práctico. La señal se tran en la figura 9.37 de impedancias, Otras versio-
s de nes de amplificadores de co-
y be amplificada Amplificadores de — lector común se muestran en
del colector vía CO. Elemi- colector común figura 9.39.
sor, conectado dinámica- En la figura 9.38 se muestra
mente a tierra a través de unamplificador colectorco- Todos los circuitos mos-
CE, actúa como elemento — mún práctico. La señal se in- — trados anteriormente utilizan
común a los circuitos de en- _ troduce por la base através de transistores PNP. Cuando se
trada y de salida, CL y se extrae porel emisor vía — emplean transistores PNP, de
CO. El colector, conectado di- ben invertirse las tensiones de
Observe que eneste modo — námicamente a tierra a través — polarización. Sinembas
de conexión, las señales deen- de CC, actúa como elemento rel
icuitos de en- ales de entrada y de salida
laciones de fase entre las se
rada y de salida siempre es- — común a los
tän en oposición de fase. Nue- — trada y de salida. Las señales — siguen siendo las mismas.
vamente, CI y CO actúan > de entrada y de salida siempre la figura 9.40, por ejemplo, se
como condensadores de aco- estan en fase. El montaje se ador en
plamiento y CE como conden- denomina también seguidor sor común con transistor PNP
sador de deriva de emisor que opera a partir de una fuen-
te positiva.
Las resistencias RBI, RB2, El amplificador colec
RE y RC polarizan adecuada- tor común se caracteriza por Amplificadores
mente el transistor y fijan su tener una alta impedancia de diferenciales
punto de trabajo. Note que este entrada y una baja impedan- Una variación importante de
circuito, como el anterior, utili» cia de salida. La ganancia de los res tipos fundamentales de
za la estrategia de polarización voltaje es siempre menor que amplificadores discutidos ante-
universal o por divisor de vol- 1 y la de potencia es normal ente es el amplificador
1 En este caso, el
taj dela figura 9.344, La im- mente inferio
pedancia de entrada de este
montaje es del orden de 20 a ed
542 yIaimpedanci de salida 5
el orden de 50.24 50 KO. El Eng Be
camente ganancia de comien-
te y de voltaje
a que se ob-
La ganancia de potenci
puede llegar a ser relativa
mente alta, del orden de
10000. Típicamente, la ganan-
cia de corriente es el orden de +
50. Esta es la configuración Figura 9.38 Amplificador colector común
avec avec
a a
Re
= Mee
Figura 939 Otras a
res de emisor
camente () Segucor ems
(6) Seguir mor scuplado en AC con fuente dida
voltaje de salida es proporcio- Amplificadores En la figura 9.42 se pr
diferencia, con respec- multietapa algunos ejemplos de am
10 a ticrra, entre los voltajes En muchos casos. la ganancia «lores multi s
aplicados a los terminales de proporcionada por una sola los. El montaje dela fi
entrada, En la figura 9.41, por etapa amplificadora es insufi- gura 9.42a combina transisto-
ejemplo, se muestra un ampli- ciente. Esta citcunstancia obli- res NPN y PNP para proporcio-
ficador diferencial clásico con ga a utilizar dos o más etapas _ naruna interface compatible en
radas y salidas balanceadas. en cascada, es decir conecta- ue etapas. En el cireuito de la
Cuando solamenteserequieren das una acontinuación de otra. figura figura 9.42b se acoplan
un terminal de entrada y unter- Este ipode configuraciones se res lapas en cascada para ob.
minal de salida (configuración — denominan amplificadores tener una alta ganancia de vol
no balanceada), la resistencia multietapa. La idea básica en taje (=100 dB
RI puede ser sustituida por un este caso es utilizarla señal de
cortocircuito y la base de Q2 — salida amplificada de una eta- El amplificador de la fi-
puede ser conectada directa pa como la señal de entrada de — gura figura 9.42¢ emplea dos
mente a tierra la etapa siguiente. transistores NPN conectados
en lo que se denomina un par
Darlington, Este montaje pro-
porciona una excelente ganan-
cia de corriente, una muy alta
impedancia de entrada y una
muy baja impedancia de sali-
da. La ganancia de voltaje de
un par Darlington, sin embar
goes inferior la unidad.
placo en DC con tuento avia.
mala
este caso).
La ganancia de co
rriente total es aproxi
1 producto de
Figura 8.40 Amplcador emisor común con PNP
a a
Re
= Mee
Figura 939 Otras a
res de emisor
camente () Segucor ems
(6) Seguir mor scuplado en AC con fuente dida
voltaje de salida es proporcio- Amplificadores En la figura 9.42 se pr
diferencia, con respec- multietapa algunos ejemplos de am
10 a ticrra, entre los voltajes En muchos casos. la ganancia «lores multi s
aplicados a los terminales de proporcionada por una sola los. El montaje dela fi
entrada, En la figura 9.41, por etapa amplificadora es insufi- gura 9.42a combina transisto-
ejemplo, se muestra un ampli- ciente. Esta citcunstancia obli- res NPN y PNP para proporcio-
ficador diferencial clásico con ga a utilizar dos o más etapas _ naruna interface compatible en
radas y salidas balanceadas. en cascada, es decir conecta- ue etapas. En el cireuito de la
Cuando solamenteserequieren das una acontinuación de otra. figura figura 9.42b se acoplan
un terminal de entrada y unter- Este ipode configuraciones se res lapas en cascada para ob.
minal de salida (configuración — denominan amplificadores tener una alta ganancia de vol
no balanceada), la resistencia multietapa. La idea básica en taje (=100 dB
RI puede ser sustituida por un este caso es utilizarla señal de
cortocircuito y la base de Q2 — salida amplificada de una eta- El amplificador de la fi-
puede ser conectada directa pa como la señal de entrada de — gura figura 9.42¢ emplea dos
mente a tierra la etapa siguiente. transistores NPN conectados
en lo que se denomina un par
Darlington, Este montaje pro-
porciona una excelente ganan-
cia de corriente, una muy alta
impedancia de entrada y una
muy baja impedancia de sali-
da. La ganancia de voltaje de
un par Darlington, sin embar
goes inferior la unidad.
placo en DC con tuento avia.
mala
este caso).
La ganancia de co
rriente total es aproxi
1 producto de
Figura 8.40 Amplcador emisor común con PNP
Figura 9.42
a, un amplificador de po-
o vec=20v tencia debe tener una impedan-
cia de entrada (ZIN) igua
mé Im
Met Sm
x (ZOUT) igual a la de la carga
” Ve Zn RL). Porejemplo,sielampli
O il * 2 ficadorestä destinado a impul
RE a a 2% Eng lor sar un parlante de $ 2, su im
* a as a de salida debe ser
a deso
En contraste con los am-
Figura 943 Amplicador mio de acoplamiento AC plificadores de baja señal
ponentes zar la. debido a que los altos valores. examinados en los capítulos
polarizac con requeridos para los condensa- > precedentes, que son esen-
respecto al acoplamiento doresdea
RC, se disminuye el consu- un;
oplamiento exigen _ cialmente amplificadores de
rea de pastilla, lo — voltaje trabajando en clase A
mo de potencia, se pierde — cual es impräctico, con el fin de producir una
las bajas frecuencias, nihay 9,6 Amplificadores torsión, los amplificadores
cambios de fase de potencia de potencia operan con seña:
Los amplificadores de potene aracterizan
Por otro lado, la existen- — soncireuitos que combinan las por presentar diversos grados
cia de transistores comple- — características de unamplifica- de distorsión en la foma de
mentarios (NPN y PNP) pro- der de voltaje con la cap
porciona alos diseñadores de
Cireuitos una mayor Nexibili
dad, Los circuitos integrados
monolíticos utilizan acople
les grandes y se
idad onda de la señal de salida,
Esto es, en un amplificador
de potencia la forma de onda
de la señal de salida no es una
ncia de potencia des- réplica fiel de la forma de
miento directo entre etap de la fuente de señal hasta la onda de la señal de entrada,
Bes 2
wi Le
ju
He
+
|
Figura 9.44 Ampiicador mulictapa de acoplamiento por transtormador
o vec=20v tencia debe tener una impedan-
cia de entrada (ZIN) igua
mé Im
Met Sm
x (ZOUT) igual a la de la carga
” Ve Zn RL). Porejemplo,sielampli
O il * 2 ficadorestä destinado a impul
RE a a 2% Eng lor sar un parlante de $ 2, su im
* a as a de salida debe ser
a deso
En contraste con los am-
Figura 943 Amplicador mio de acoplamiento AC plificadores de baja señal
ponentes zar la. debido a que los altos valores. examinados en los capítulos
polarizac con requeridos para los condensa- > precedentes, que son esen-
respecto al acoplamiento doresdea
RC, se disminuye el consu- un;
oplamiento exigen _ cialmente amplificadores de
rea de pastilla, lo — voltaje trabajando en clase A
mo de potencia, se pierde — cual es impräctico, con el fin de producir una
las bajas frecuencias, nihay 9,6 Amplificadores torsión, los amplificadores
cambios de fase de potencia de potencia operan con seña:
Los amplificadores de potene aracterizan
Por otro lado, la existen- — soncireuitos que combinan las por presentar diversos grados
cia de transistores comple- — características de unamplifica- de distorsión en la foma de
mentarios (NPN y PNP) pro- der de voltaje con la cap
porciona alos diseñadores de
Cireuitos una mayor Nexibili
dad, Los circuitos integrados
monolíticos utilizan acople
les grandes y se
idad onda de la señal de salida,
Esto es, en un amplificador
de potencia la forma de onda
de la señal de salida no es una
ncia de potencia des- réplica fiel de la forma de
miento directo entre etap de la fuente de señal hasta la onda de la señal de entrada,
Bes 2
wi Le
ju
He
+
|
Figura 9.44 Ampiicador mulictapa de acoplamiento por transtormador
Los amplificadores de po- trada que lo polarizan directa-
tencia pueden operar en clase ie mente, se presenta necesaria:
B.AB,C,D,GoH.Enesta | CH mente una distorsin en a for
sección nos enfocaremos prin- SS yy made onda de salida. Existen
tas formas de solucionar
res de potencia clase B, que L- inconveniente, siendo la
son los más comunes. Inicial- el uso de circuitos
mente examinaremos algunas . en contrafase o push-pull.
Figura 9.45 Operación en clase 8
plificadores de potencia con "ser Circuitos
transsitores. Posteriormente — sistor si no está presente en contrafase o
presentaremos algunos circui- fal deentrada. Estoimplicaque push-pull
tos prácticos de ampliicado- el punto de trabajo (Q) debe lo- Idcalmente, un amplificador
res de potencia con circuitos calizase en el punto de corte. de potencia con transistores
ados para aplicaciones Estasiuaciónsc ilusa cnlafI- deberia tener la eficie
de audio, ura 945, Así se evita que el. conversión de la clase B y la
transistorestédisipando poten- baja distorsión de la clase A.
9.6.1 Amplificadores — ciaenfomapermanente.inclu- Una buena aproximación a
de potencia clase B sosinoestäamplificando. — esteidealseconsígue median-
con transistores te el funcionamiento.
Un amplificadortrabajaencla-—— Asumiendounaondaseno trafase o push-pull, enel cual
se B cuado solo recibe amplifi- de entrada, la máximacficien» _ se utilizan dos transistores, 0
cación el 50% de la señal de — cia (relación entre la potencia.
entrada, Por tanto, la señal de entregada a la carga y la po- doenclase B, cada unoenca
salida está presente únicamen- tencia absorbida de la fuente) gado de manejar una mitad de
cipalmente en los amplificado- 7 si
est
punto KE máscomú
¡pos de transistores, operan
te durante los semiciclos positi- que puede proporeionarun cir- la señal suninistada a la carga.
vos o negativos de la señal de cuito de clase B es del 78.5%.
entrada. En el caso de un Sin embargo, debido a que el En otras palabras, en un
plificador con transistor, esto transistor solo amplifica los arreglo push-pull, un transis
significa que la corriente deco- — semiciclos de la señal de en- tor conduce durante un semi-
lector fluye sólo durante 180°
del ciclo de AC de esta última,
Laoperaciön en clase B propor-
ciona una menor disipación de
potencia y un menor consumo
de corriente, En otras palabras,
un amplificador clase B es mis Seale,
eficiente desde el punto de vs- a
tadeconversión de potenciaque
uno de clase A 0 AB,
Los circuitos en clase B se
polarizan de modo que no exis- + L
ta ningun tipo de coriente está.
ticao de reposoatravés deltran- Figura 9.45 Creuto divisor de fase para atacar un amplcador push pull
tencia pueden operar en clase ie mente, se presenta necesaria:
B.AB,C,D,GoH.Enesta | CH mente una distorsin en a for
sección nos enfocaremos prin- SS yy made onda de salida. Existen
tas formas de solucionar
res de potencia clase B, que L- inconveniente, siendo la
son los más comunes. Inicial- el uso de circuitos
mente examinaremos algunas . en contrafase o push-pull.
Figura 9.45 Operación en clase 8
plificadores de potencia con "ser Circuitos
transsitores. Posteriormente — sistor si no está presente en contrafase o
presentaremos algunos circui- fal deentrada. Estoimplicaque push-pull
tos prácticos de ampliicado- el punto de trabajo (Q) debe lo- Idcalmente, un amplificador
res de potencia con circuitos calizase en el punto de corte. de potencia con transistores
ados para aplicaciones Estasiuaciónsc ilusa cnlafI- deberia tener la eficie
de audio, ura 945, Así se evita que el. conversión de la clase B y la
transistorestédisipando poten- baja distorsión de la clase A.
9.6.1 Amplificadores — ciaenfomapermanente.inclu- Una buena aproximación a
de potencia clase B sosinoestäamplificando. — esteidealseconsígue median-
con transistores te el funcionamiento.
Un amplificadortrabajaencla-—— Asumiendounaondaseno trafase o push-pull, enel cual
se B cuado solo recibe amplifi- de entrada, la máximacficien» _ se utilizan dos transistores, 0
cación el 50% de la señal de — cia (relación entre la potencia.
entrada, Por tanto, la señal de entregada a la carga y la po- doenclase B, cada unoenca
salida está presente únicamen- tencia absorbida de la fuente) gado de manejar una mitad de
cipalmente en los amplificado- 7 si
est
punto KE máscomú
¡pos de transistores, operan
te durante los semiciclos positi- que puede proporeionarun cir- la señal suninistada a la carga.
vos o negativos de la señal de cuito de clase B es del 78.5%.
entrada. En el caso de un Sin embargo, debido a que el En otras palabras, en un
plificador con transistor, esto transistor solo amplifica los arreglo push-pull, un transis
significa que la corriente deco- — semiciclos de la señal de en- tor conduce durante un semi-
lector fluye sólo durante 180°
del ciclo de AC de esta última,
Laoperaciön en clase B propor-
ciona una menor disipación de
potencia y un menor consumo
de corriente, En otras palabras,
un amplificador clase B es mis Seale,
eficiente desde el punto de vs- a
tadeconversión de potenciaque
uno de clase A 0 AB,
Los circuitos en clase B se
polarizan de modo que no exis- + L
ta ningun tipo de coriente está.
ticao de reposoatravés deltran- Figura 9.45 Creuto divisor de fase para atacar un amplcador push pull
ciclo y el otro durant pularen el pasado, peroactual- estado de corte (abierto). Mie
dio ciclo siguiente. Para que mente es obsoleto debido a tras tanto, el transistor NPN
esto sea posible, los transisto- que ocupan mucho espacio y — entraráen conducción, produ:
res de salida deben ser excita- son costosos. ciendo en la carga (RL) una
dos por señales de polaridad señal resultante como la mos.
“opuesta. Una forma sencilla de Circuitos de simetría figura 9.481. Du-
conseguir este efecto es utili- complementaria lo negativo de
zando un circuito divisor de Una forma sencilla de conse- la señal de entrada, el trans-
fase (splinter), como el mos- _guir la operación push-pull de sitor PNP conduce, mientras
loenlafigura 9.46. Enesta los amplifcadores en clase B que el transitor NPN se m
configuración, el transistor contransistores, sin necesidad — tiene cortado. La señal resul-
está conectado como un am- de utilizar divisores de
plificador emisor común rea- mediante el empleo de circ
mostrada en
tante es como
la figura 9.48b.
limentado negativamente, La tos de simetría complementa-
realimentación la provee la. ria, los cuales combinan trans- Note que el circuito ante-
resistencia de emisor (RE). sistores PNP y NPN. En la fi- rioruiliza una fuente de alimen:
gura 9.48 se ilustra la acción — tación simétrica o de doble po:
Enlafigura9.47 se mues- — básica de un circuito de laridad. Aunque pi
tra la estructura de un ampli tipo. Note que se aplica la mis- — bión alimentado con una fuente
ficador en contrafse o push ma señal de entrada a las ba- sencilla, el uso de una fuente
pull que utiliza como excita- ses de ambos transistores, Sin doble permite obtener una ma
dor un divisor de fase. El embargo, por ser complemen- _ yorexcursión del voltaje de sx
formador de salida se utiliza — tarios, sólo uno está condu- lida y facilita el acople directo
en este caso para acoplar la ciendo en un momento dado. con la carga, Otra característica
impedancia de salida del a imporante de es
plificador con la impedancia specificamente, durante que produc
de la carga, representada por el semiciclo positivo de la se- da un tipo de distorsión como
el parlante, El uso de transfor- fal deentrada, el transistor PNP la mostrada en la figura 9.49,
madores para el acoplamiento está polarizado inversamente y — denominada distorsión de cru
de impedancias fue muy po- noconduce, mant
esertan
montaje
en la señal de sali-
lar
Figura 947 Ampliicador de potencia en contatase con trastormador de acoplamiento
dio ciclo siguiente. Para que mente es obsoleto debido a tras tanto, el transistor NPN
esto sea posible, los transisto- que ocupan mucho espacio y — entraráen conducción, produ:
res de salida deben ser excita- son costosos. ciendo en la carga (RL) una
dos por señales de polaridad señal resultante como la mos.
“opuesta. Una forma sencilla de Circuitos de simetría figura 9.481. Du-
conseguir este efecto es utili- complementaria lo negativo de
zando un circuito divisor de Una forma sencilla de conse- la señal de entrada, el trans-
fase (splinter), como el mos- _guir la operación push-pull de sitor PNP conduce, mientras
loenlafigura 9.46. Enesta los amplifcadores en clase B que el transitor NPN se m
configuración, el transistor contransistores, sin necesidad — tiene cortado. La señal resul-
está conectado como un am- de utilizar divisores de
plificador emisor común rea- mediante el empleo de circ
mostrada en
tante es como
la figura 9.48b.
limentado negativamente, La tos de simetría complementa-
realimentación la provee la. ria, los cuales combinan trans- Note que el circuito ante-
resistencia de emisor (RE). sistores PNP y NPN. En la fi- rioruiliza una fuente de alimen:
gura 9.48 se ilustra la acción — tación simétrica o de doble po:
Enlafigura9.47 se mues- — básica de un circuito de laridad. Aunque pi
tra la estructura de un ampli tipo. Note que se aplica la mis- — bión alimentado con una fuente
ficador en contrafse o push ma señal de entrada a las ba- sencilla, el uso de una fuente
pull que utiliza como excita- ses de ambos transistores, Sin doble permite obtener una ma
dor un divisor de fase. El embargo, por ser complemen- _ yorexcursión del voltaje de sx
formador de salida se utiliza — tarios, sólo uno está condu- lida y facilita el acople directo
en este caso para acoplar la ciendo en un momento dado. con la carga, Otra característica
impedancia de salida del a imporante de es
plificador con la impedancia specificamente, durante que produc
de la carga, representada por el semiciclo positivo de la se- da un tipo de distorsión como
el parlante, El uso de transfor- fal deentrada, el transistor PNP la mostrada en la figura 9.49,
madores para el acoplamiento está polarizado inversamente y — denominada distorsión de cru
de impedancias fue muy po- noconduce, mant
esertan
montaje
en la señal de sali-
lar
Figura 947 Ampliicador de potencia en contatase con trastormador de acoplamiento
ramente la eficiencia, lo cual
se compensa con u
delidad. A continuación exa-
minaremos algunas métodos
comunes de proveer esta po-
larización.
Polarización de
circuitos clase B
La forma más efectiva y po-
pular de polarizar adecuada
mente los transistores de sali
4 da de un arreglo complemen-
I" a Pr | ción por diodos, representa-
| da en la figura 9.50. Si las ca-
AL racteriticas de
da diodo son
las mismas que las de la unión
de emisor del respectivo tran
sitor, la corriente que fluye a
través de este último será igual
la que circula por la resisten:
cia y el diodo de polarización.
Por tanto, la corriente de re
poso del colector se puede fi
La distorsión de cruce se transistores una ligera polari- jar controlando la que circula
© u que en el momento en — zación directa. Así, laseñal de porlaresistencia. En otras pa:
que la señal pasa por cero, es entrada oscilará realmeı labras, el circuito actúa como
decir se hace negativa o positi- — torno a un nivel de polariza- un espejo de corriente.
va, ninguno de los transistores ciôn distito de cero. Eso in
«conduce. Estosólo sucede cuan- — plica que los osciladores clase Para que la polarización
do el nivel de la señal de entra- B prácticos operan realmente por diodos sea imune a los
dasuperacl potencia de barrera en clase AB, Este modo de cambios de temperatura, las
dela unión base emisor(VBE). funcionamiento sacrifica lige- — curvas de
“También se presenta distorsión
Figura 9.48 Principio de
los diodos de com-
como resultado del desequil A eens
brioen as ganancias de corres
te de ambos transistores. Una
formadesuperaresteulimoin- yo.
conveniente es utilizando rea- de call
nentación negativa.
La distorsión de cruce
puede ser minimizada o elimi-
nada proporei
dao elimi Figure 8.49 Distorsión douce He de o rotos de aimoria
se compensa con u
delidad. A continuación exa-
minaremos algunas métodos
comunes de proveer esta po-
larización.
Polarización de
circuitos clase B
La forma más efectiva y po-
pular de polarizar adecuada
mente los transistores de sali
4 da de un arreglo complemen-
I" a Pr | ción por diodos, representa-
| da en la figura 9.50. Si las ca-
AL racteriticas de
da diodo son
las mismas que las de la unión
de emisor del respectivo tran
sitor, la corriente que fluye a
través de este último será igual
la que circula por la resisten:
cia y el diodo de polarización.
Por tanto, la corriente de re
poso del colector se puede fi
La distorsión de cruce se transistores una ligera polari- jar controlando la que circula
© u que en el momento en — zación directa. Así, laseñal de porlaresistencia. En otras pa:
que la señal pasa por cero, es entrada oscilará realmeı labras, el circuito actúa como
decir se hace negativa o positi- — torno a un nivel de polariza- un espejo de corriente.
va, ninguno de los transistores ciôn distito de cero. Eso in
«conduce. Estosólo sucede cuan- — plica que los osciladores clase Para que la polarización
do el nivel de la señal de entra- B prácticos operan realmente por diodos sea imune a los
dasuperacl potencia de barrera en clase AB, Este modo de cambios de temperatura, las
dela unión base emisor(VBE). funcionamiento sacrifica lige- — curvas de
“También se presenta distorsión
Figura 9.48 Principio de
los diodos de com-
como resultado del desequil A eens
brioen as ganancias de corres
te de ambos transistores. Una
formadesuperaresteulimoin- yo.
conveniente es utilizando rea- de call
nentación negativa.
La distorsión de cruce
puede ser minimizada o elimi-
nada proporei
dao elimi Figure 8.49 Distorsión douce He de o rotos de aimoria
arse último es más fácil de conse- Drivers o
muy bien al comportamiento — guir en los amplificadores de excitadores
de la unión BE del transistor potencia integrados que en los para clase B
en un amplio rango de tem- realizados con componentes Los circuitos en clase B con-
peratura, En la práctica, esto discretos siderados hasta el momento
reciben su señal alterna de en-
trada a través de un conde
oplamiento. Una
s conveniente de
acién deben acop
Rt sador de a
forma m
zando un excitador o driver,
que es simplemente un t
sistor conectado en emisor
oplado directameı
te a la entrada del push-pull
Esta situación se ilustra en la
figura 9.51
En este caso, el transistor
Q3 fijala coriente continua de
Figura 9.50 Poiarizacisn por diodos de un amplficador de simatría polarización que circula a tra
complementan case B con transistores vés de los diodos. La señal al
tema de entrada, amplificada
© invertida, aparce
lector de Q3 y excita las bases
de QI y Q2
ar
Amplificadores clase
B con Darlington
Con el fin de conseguir una
señal de salida relativamente
ande, en la conexión push-
pull, una práctica muy usual
es utilizar transistores de sa-
lida tipo Darlington, como se
‘muestra en la figura 9.52, E
una configuración Darling-
ton, como se recordará, el
beta y la caída VBE resul
tes son iguales, respectiva-
mente, al producto de los be
tas y la suma de los VBES in-
= dividuales. Por esta razón, se
44
m
À
Figura 851 amphicader case B con amer y tmentacén mode Tequieren cuatro diodos de
ht sencila compens:
muy bien al comportamiento — guir en los amplificadores de excitadores
de la unión BE del transistor potencia integrados que en los para clase B
en un amplio rango de tem- realizados con componentes Los circuitos en clase B con-
peratura, En la práctica, esto discretos siderados hasta el momento
reciben su señal alterna de en-
trada a través de un conde
oplamiento. Una
s conveniente de
acién deben acop
Rt sador de a
forma m
zando un excitador o driver,
que es simplemente un t
sistor conectado en emisor
oplado directameı
te a la entrada del push-pull
Esta situación se ilustra en la
figura 9.51
En este caso, el transistor
Q3 fijala coriente continua de
Figura 9.50 Poiarizacisn por diodos de un amplficador de simatría polarización que circula a tra
complementan case B con transistores vés de los diodos. La señal al
tema de entrada, amplificada
© invertida, aparce
lector de Q3 y excita las bases
de QI y Q2
ar
Amplificadores clase
B con Darlington
Con el fin de conseguir una
señal de salida relativamente
ande, en la conexión push-
pull, una práctica muy usual
es utilizar transistores de sa-
lida tipo Darlington, como se
‘muestra en la figura 9.52, E
una configuración Darling-
ton, como se recordará, el
beta y la caída VBE resul
tes son iguales, respectiva-
mente, al producto de los be
tas y la suma de los VBES in-
= dividuales. Por esta razón, se
44
m
À
Figura 851 amphicader case B con amer y tmentacén mode Tequieren cuatro diodos de
ht sencila compens:
(NPN y PNP)
alta po-
unas veces li-
solución alterna-
es emplear circuitos de
simetría cuasi-complemen-
taria, como el mostrado en
la figura 9.53,
figuración los transistores de
salida son del mismo tipo,
almente NPN.
n esta con-
Note en el circuito de la
figura 9.53 que en la parte
superior se utiliza un Dar-
fon común, formado por
dos transistores NPN, y en la
parte inferior un darlington
complementario, formado
por un transistor PNP que
neja un transistor NPN
Los transistores Darling- con una ganancia de corrien- Este último, denominado
ton son muy utilizados en las te nominal de 2400 y unaca- también par Szikla
etapas de salida de amplifi- pacidad de corriente de co- como un transistor PNP de
Figura 8.52 Amplicador de potencia push-pull con darigton
cadores de audio, video, etc.. lector de 10 A. muy alta ganancia, con una
debido a que proporcionan caida de voltaje VBE simple,
una muy alta ganancia de co- Debido a que la disponi- Por esta razón, solamente se
rriente, alta impedancia de bilidad de transistores dar- necesitan tres diodos de po-
entrada y baja impedancia de lington complementarios larizaciön.
salida, Pata un transistor
Darlington, la caída de vol-
taje base-emisor (VBE) es
del orden de 1.2V y el volta
je de saturación o de conduc-
ción plena entre colector y
emisor del orden de 0.6V.
Los transistores Darling
ton pueden ser realizados con
componentes discretos o uti-
lizando circuitos integrados
que contienen uno o varios
de ellos en una a
sula. Un ejemplo típico es el
2N6282, un transistor Dar-
lington de potencia tipo NPN Figura 9.53 Ampiicader de potencia de simetría cuasicomplementara
isma cáp-
alta po-
unas veces li-
solución alterna-
es emplear circuitos de
simetría cuasi-complemen-
taria, como el mostrado en
la figura 9.53,
figuración los transistores de
salida son del mismo tipo,
almente NPN.
n esta con-
Note en el circuito de la
figura 9.53 que en la parte
superior se utiliza un Dar-
fon común, formado por
dos transistores NPN, y en la
parte inferior un darlington
complementario, formado
por un transistor PNP que
neja un transistor NPN
Los transistores Darling- con una ganancia de corrien- Este último, denominado
ton son muy utilizados en las te nominal de 2400 y unaca- también par Szikla
etapas de salida de amplifi- pacidad de corriente de co- como un transistor PNP de
Figura 8.52 Amplicador de potencia push-pull con darigton
cadores de audio, video, etc.. lector de 10 A. muy alta ganancia, con una
debido a que proporcionan caida de voltaje VBE simple,
una muy alta ganancia de co- Debido a que la disponi- Por esta razón, solamente se
rriente, alta impedancia de bilidad de transistores dar- necesitan tres diodos de po-
entrada y baja impedancia de lington complementarios larizaciön.
salida, Pata un transistor
Darlington, la caída de vol-
taje base-emisor (VBE) es
del orden de 1.2V y el volta
je de saturación o de conduc-
ción plena entre colector y
emisor del orden de 0.6V.
Los transistores Darling
ton pueden ser realizados con
componentes discretos o uti-
lizando circuitos integrados
que contienen uno o varios
de ellos en una a
sula. Un ejemplo típico es el
2N6282, un transistor Dar-
lington de potencia tipo NPN Figura 9.53 Ampiicader de potencia de simetría cuasicomplementara
isma cáp-
Experimento 9. 1
Análisis de un amplificador
de potencia
Objetivos La porción positiva de la "Materialen necesarios
+ Analizar desde el punto de señal de entrada, previamente
5 1 kt CEKIT K-159 0 CPE-6
itativo el funciona- — amplificada por Q1-Q3, causa ¡almas ds ai ce OW con
miento estático y dinámico deta conducción de Q4, permi- …ransstres) ensamblado
fi ea on :ndo el flujo de corriente atra- 1 Fuente de alimentación de
un amplificador de audio con tiendoel fujod o Re
transistores. vés de RL en una sola direc- ¿aqua
+ Aprender determinara ga- ciôn. As se genera la pare ne- — Gonerador de soles de audio
a, la impedancia de sali- gativade la señal de salida, La
1 Oscloscoplo de doble razo
1 Muïtimeno Dita
da y la impedancia de entrada à
de un ampl
1 Carga fentasma do 82
conducción de QS, permitien- parlante y pem
Nociones do el flujo de corriente a trav. prucbas en silencio. E
realizar las
preliminares de la carga en la dirección — gura 3 se muestran los de
En este experimento uilizare- — opuesta. Asi se genera la parte les constructivos dela
mos como modelo el ampli le la señal de salida. den nuestro experimento.
cador de audio con transisto-
res construido en el Proyecto. Procedimiento 3. Conecte la fuente de ali
N°6 de este curso. El digrama 1. Ensamble el amplificador de taciôn de +12V a los bornes
esquemático del mismo sere- audio (kit CEKIT K-1560 correspondientes del ampli-
produce en la figura 1 por co marcados como
modidad. Elcircuitoconstade ciones suministrad:
una etapa preamplificadoraen Proyecto N° 6 de este curo.
configuración base común 4. Conecte la carga fantasma
(QU), de un driveren configu- 2. Provéase delos instrumentos de $02 los bornes de salida
ración emisor común (Q2), de necesarios para las pruebas, — correspondientes del ampli-
un seguidor emisor (Q5) y de — relacionados en'lalistade ma- — ficador, marcados como
una etapa de salida push-pull teriales. En la fotografia de la “VOUT" y “OND'
complementaria (Q4, Q5) uestran los equi-
Esta última opera en clase B. posutilizados en nuestro caso. 5. Inicialmente mediremos
Los demás circuitos operan en particular. La carga Fantasma — los voltajes de polarización
clase A. La carga está repro-— essimplemente unaresistencia DC o de reposo del cireui-
sentada porel parlante de 8, de potencia que reemplaza el to, Comience por cortocir
Análisis de un amplificador
de potencia
Objetivos La porción positiva de la "Materialen necesarios
+ Analizar desde el punto de señal de entrada, previamente
5 1 kt CEKIT K-159 0 CPE-6
itativo el funciona- — amplificada por Q1-Q3, causa ¡almas ds ai ce OW con
miento estático y dinámico deta conducción de Q4, permi- …ransstres) ensamblado
fi ea on :ndo el flujo de corriente atra- 1 Fuente de alimentación de
un amplificador de audio con tiendoel fujod o Re
transistores. vés de RL en una sola direc- ¿aqua
+ Aprender determinara ga- ciôn. As se genera la pare ne- — Gonerador de soles de audio
a, la impedancia de sali- gativade la señal de salida, La
1 Oscloscoplo de doble razo
1 Muïtimeno Dita
da y la impedancia de entrada à
de un ampl
1 Carga fentasma do 82
conducción de QS, permitien- parlante y pem
Nociones do el flujo de corriente a trav. prucbas en silencio. E
realizar las
preliminares de la carga en la dirección — gura 3 se muestran los de
En este experimento uilizare- — opuesta. Asi se genera la parte les constructivos dela
mos como modelo el ampli le la señal de salida. den nuestro experimento.
cador de audio con transisto-
res construido en el Proyecto. Procedimiento 3. Conecte la fuente de ali
N°6 de este curso. El digrama 1. Ensamble el amplificador de taciôn de +12V a los bornes
esquemático del mismo sere- audio (kit CEKIT K-1560 correspondientes del ampli-
produce en la figura 1 por co marcados como
modidad. Elcircuitoconstade ciones suministrad:
una etapa preamplificadoraen Proyecto N° 6 de este curo.
configuración base común 4. Conecte la carga fantasma
(QU), de un driveren configu- 2. Provéase delos instrumentos de $02 los bornes de salida
ración emisor común (Q2), de necesarios para las pruebas, — correspondientes del ampli-
un seguidor emisor (Q5) y de — relacionados en'lalistade ma- — ficador, marcados como
una etapa de salida push-pull teriales. En la fotografia de la “VOUT" y “OND'
complementaria (Q4, Q5) uestran los equi-
Esta última opera en clase B. posutilizados en nuestro caso. 5. Inicialmente mediremos
Los demás circuitos operan en particular. La carga Fantasma — los voltajes de polarización
clase A. La carga está repro-— essimplemente unaresistencia DC o de reposo del cireui-
sentada porel parlante de 8, de potencia que reemplaza el to, Comience por cortocir
Figura 1. Diagrama esquor
Anar
is ==]
|
|
|
I I a mu
MASA
eos EN
| als fi
or
10
de polarización y dinámicos o an condiciones de seña.
cuitar los bornes VIN y
GND del amplificador para
simular una condición de
entrada cero y minimizar la
inducción de ruido, Utilice
un trozo de alambre cual
quiera de corta longitud
6. Con el multímetro digital
configurado como voltíme-
tro DC, mida los voltajes
DC con respecto a tierra
presentes en cada uno de los
nodos del circuito, como se
muestra en la figura 4. Ta
bule sus resultados. La Ta
bla 1 sirve de ejemplo. Una
vez hecha estas pruebas, re
tire el puente de alambre
instalado en el paso 5
7. Ahora verificaremos las
condiciones del circuito con
señal. Inicialmente, progra:
rador de se-
ales una onda seno di
IkHz y amplitud minin
Hecho esto, conecte la sali-
da del generador a los bor-
nes de entrada de señal del
amplificador, marcados
como VIN y GND.
0 do ampiticador de potencia de audio construido en el proyecto N°6 de este
indean ls nodos (A, 8, ©, ot) ulizados como puntos de prueba para medi los volajes asiáticos o
8. Conecte un canal del osci-
loscopio a la entrada de se-
ñal del amplificador (VIN y
GND) y el otro ala salida de
señal del mismo (VOUT y
GND). en ambos.
casos el modo AC.
9. Sitúe el control de nivel del
amplificador (R1) en su po-
sición de máxima resisto
y manipule el control de ni
vel de amplitud del
dor de audio hasta que la
“amplitud de la señal de sali
da comience justamente a
va | va | ve
vo | ve | ve [ ve
va] vi Tw
0.47 | 1.14 | 4.94
6.01 | 11.54 | 5.73 | 8.00
3.35 | 5.36 | 0.47
Tabla Nas.
© para el ampieador dela
ra 1 (VCC = 12.10V, AL-a0)
Anar
is ==]
|
|
|
I I a mu
MASA
eos EN
| als fi
or
10
de polarización y dinámicos o an condiciones de seña.
cuitar los bornes VIN y
GND del amplificador para
simular una condición de
entrada cero y minimizar la
inducción de ruido, Utilice
un trozo de alambre cual
quiera de corta longitud
6. Con el multímetro digital
configurado como voltíme-
tro DC, mida los voltajes
DC con respecto a tierra
presentes en cada uno de los
nodos del circuito, como se
muestra en la figura 4. Ta
bule sus resultados. La Ta
bla 1 sirve de ejemplo. Una
vez hecha estas pruebas, re
tire el puente de alambre
instalado en el paso 5
7. Ahora verificaremos las
condiciones del circuito con
señal. Inicialmente, progra:
rador de se-
ales una onda seno di
IkHz y amplitud minin
Hecho esto, conecte la sali-
da del generador a los bor-
nes de entrada de señal del
amplificador, marcados
como VIN y GND.
0 do ampiticador de potencia de audio construido en el proyecto N°6 de este
indean ls nodos (A, 8, ©, ot) ulizados como puntos de prueba para medi los volajes asiáticos o
8. Conecte un canal del osci-
loscopio a la entrada de se-
ñal del amplificador (VIN y
GND) y el otro ala salida de
señal del mismo (VOUT y
GND). en ambos.
casos el modo AC.
9. Sitúe el control de nivel del
amplificador (R1) en su po-
sición de máxima resisto
y manipule el control de ni
vel de amplitud del
dor de audio hasta que la
“amplitud de la señal de sali
da comience justamente a
va | va | ve
vo | ve | ve [ ve
va] vi Tw
0.47 | 1.14 | 4.94
6.01 | 11.54 | 5.73 | 8.00
3.35 | 5.36 | 0.47
Tabla Nas.
© para el ampieador dela
ra 1 (VCC = 12.10V, AL-a0)
siendo VORM el valor rms o
efectivo de de salida
y RL el valor de la resistencia
de carga. Recuerde que el
lor rms de una onda seno es
0.707 veces el valor pico o, lo
que es lo mismo, 0.353 veces
el valor pico a pico. En nues
tro caso, VOM=3Vpp. Por
tanto, puesto que RL=8Q, la
máxima potencia de salidarms
del amplificador sin distorsión
es del orden de 140 mW
Figura 2. Instramentos básicos do prueba utizados on ol experimento
distorsionarse. Anote los va- te entra del canal | del oc
lores máximos de la señales loscopio del bome de entrada 12. Manteniendo las mismas
de entrada (VIM) y de s (VIN) y conécicla al cursor del Condiciones anteriores, deter-
da (VOM) obtenidos bajo control deniveldelampliicader mine las impedacias de entra-
estas condiciones. En nues- Manipule entonces lentamente da y de salida del amplifica-
tro caso, VIM=16mVpp y esteltimo basta que laseñal de dor, Para determinar la impe-
VOM=3Vpp. Los oscilo- salida comience justamente a — dancia de entrada, desconee-
gramas correspondientes se distorsionar e momentáneamente de laen-
muestran en la figura 5. trada del amplificador el ge-
10. Determine la ganancia de nerador y midael nivel de se-
+ Nota: Es posible que et nivel do voltaje del circuito (Av) di- halqueentregaeste último sin
señal imo entregado por el vidiendo la amplitud del vol- carga.es decir en condiciones
generador cause el recorte de la. taje de salida (VOM) entre decircuitoabierto (VG).Cal-
seal de alla impiciendo us. la amplitud del voltaje de — cule entonces la impedancia
tar señal de entrada el ampli. entrada(Vin). Esto es: de entrada del amplificador
(Zin) aplicando la fórmula:
ficador a su valor máximo post
(Vin)
En muestro caso, VOM=3Vpp = en
y VIM=16mVpp. Por tanto,
‘Av=19 (26B). Repita esta siendoZGlaimpodanciain-
prueba a otras frecuencias, tema del generador. Este dato lo
suministra! fabricante del equi-
po.Seasumeque tanto Zn como
ne la potencia máxima de ZO sonpuramenteresisivas En
Figura 3 Carga fantasma para la salida sin distorsión del am- nuestrocaso.paraestapruebaen
ae — Pulicador (POM) utilizando - particular, se uilizö un genera.
ee la fórmula ¿or con una ZG de 6000. Los
100% una de A2200W o una do valores de Vin y VG fueron, res-
1612000 Si prefer, en su ; :
a ones pectivamente, de 16mVpp y
Luger, puedo reofzarlas pruebas ‚Vorus! é
diecismente zando al peto Eu al 300mVpp. Por tanto, la impe-
de 82 que viano con al. dancia de entrada (Zin) es del
efectivo de de salida
y RL el valor de la resistencia
de carga. Recuerde que el
lor rms de una onda seno es
0.707 veces el valor pico o, lo
que es lo mismo, 0.353 veces
el valor pico a pico. En nues
tro caso, VOM=3Vpp. Por
tanto, puesto que RL=8Q, la
máxima potencia de salidarms
del amplificador sin distorsión
es del orden de 140 mW
Figura 2. Instramentos básicos do prueba utizados on ol experimento
distorsionarse. Anote los va- te entra del canal | del oc
lores máximos de la señales loscopio del bome de entrada 12. Manteniendo las mismas
de entrada (VIM) y de s (VIN) y conécicla al cursor del Condiciones anteriores, deter-
da (VOM) obtenidos bajo control deniveldelampliicader mine las impedacias de entra-
estas condiciones. En nues- Manipule entonces lentamente da y de salida del amplifica-
tro caso, VIM=16mVpp y esteltimo basta que laseñal de dor, Para determinar la impe-
VOM=3Vpp. Los oscilo- salida comience justamente a — dancia de entrada, desconee-
gramas correspondientes se distorsionar e momentáneamente de laen-
muestran en la figura 5. trada del amplificador el ge-
10. Determine la ganancia de nerador y midael nivel de se-
+ Nota: Es posible que et nivel do voltaje del circuito (Av) di- halqueentregaeste último sin
señal imo entregado por el vidiendo la amplitud del vol- carga.es decir en condiciones
generador cause el recorte de la. taje de salida (VOM) entre decircuitoabierto (VG).Cal-
seal de alla impiciendo us. la amplitud del voltaje de — cule entonces la impedancia
tar señal de entrada el ampli. entrada(Vin). Esto es: de entrada del amplificador
(Zin) aplicando la fórmula:
ficador a su valor máximo post
(Vin)
En muestro caso, VOM=3Vpp = en
y VIM=16mVpp. Por tanto,
‘Av=19 (26B). Repita esta siendoZGlaimpodanciain-
prueba a otras frecuencias, tema del generador. Este dato lo
suministra! fabricante del equi-
po.Seasumeque tanto Zn como
ne la potencia máxima de ZO sonpuramenteresisivas En
Figura 3 Carga fantasma para la salida sin distorsión del am- nuestrocaso.paraestapruebaen
ae — Pulicador (POM) utilizando - particular, se uilizö un genera.
ee la fórmula ¿or con una ZG de 6000. Los
100% una de A2200W o una do valores de Vin y VG fueron, res-
1612000 Si prefer, en su ; :
a ones pectivamente, de 16mVpp y
Luger, puedo reofzarlas pruebas ‚Vorus! é
diecismente zando al peto Eu al 300mVpp. Por tanto, la impe-
de 82 que viano con al. dancia de entrada (Zin) es del
orden de 3462. Para determinar si valor de lare-
la impedancia de salida, desco- | sistencia de la carga y VOL el
necte momentáneamente la re- valor del voltaje de salida con
sistencia de carga de la salida carga. En nuestro caso,
del amplificador y mida el ni VONL=3.5Vpp y VOL:
vel de señal que entrega este 3.2Vpp. Puesto que RL=802,
último sin carga, es decir en — impedancia de salida del am-
circuito abierto (VONL). Cal- _ plificador es Zo=0.80.
cule entonces la impedancia
de salida del amplificador 13. Para finalizar, en las figura 6
(Zo) aplicando la fórmula a9 se muestran las formas de
‘onda obtenidas en algunos de
los puntos de prueba indicados.
en a figura 1 con una señal de
entrada de [6mVppYIKHzapli-
cadaentreelcusorde RI y tie~
ra, Cada una de estas señales
realiza excursiones por encima
y por debajo del valor de repo-
50 comespondiente.
Por ejemplo, el voltaje
de polarización en el punto
D es 6.0V y el valor pico a
pico de la señal superpuesta
al mismo (figura 9) es de
3.2V. Por tanto, en condicio-
nes dinámicas, el voltaje en
ese punto está realmete va-
riando entre 2.8V y 9.24.
Una situación similar se pre-
senta en los demäs puntos.
la impedancia de salida, desco- | sistencia de la carga y VOL el
necte momentáneamente la re- valor del voltaje de salida con
sistencia de carga de la salida carga. En nuestro caso,
del amplificador y mida el ni VONL=3.5Vpp y VOL:
vel de señal que entrega este 3.2Vpp. Puesto que RL=802,
último sin carga, es decir en — impedancia de salida del am-
circuito abierto (VONL). Cal- _ plificador es Zo=0.80.
cule entonces la impedancia
de salida del amplificador 13. Para finalizar, en las figura 6
(Zo) aplicando la fórmula a9 se muestran las formas de
‘onda obtenidas en algunos de
los puntos de prueba indicados.
en a figura 1 con una señal de
entrada de [6mVppYIKHzapli-
cadaentreelcusorde RI y tie~
ra, Cada una de estas señales
realiza excursiones por encima
y por debajo del valor de repo-
50 comespondiente.
Por ejemplo, el voltaje
de polarización en el punto
D es 6.0V y el valor pico a
pico de la señal superpuesta
al mismo (figura 9) es de
3.2V. Por tanto, en condicio-
nes dinámicas, el voltaje en
ese punto está realmete va-
riando entre 2.8V y 9.24.
Una situación similar se pre-
senta en los demäs puntos.
Operación en clase C forman un circuito resonan- Los pulsos así generados
La operación en clase C se te que se encarga de fijar la son amplificados por un cir
caracteriza porque la co- frecuencia de operación del cuit clase B, que los entrega
rriente de colector del tran- dispositivo. ala carga através dela indu
sistor circula durante menos tancia L. La función de la bo
de 180° del ciclo de corrien- Operación en clase D bina es “integrar” los pulsos
dterna de la entrada, Me- Los amplificadores de clase entregados por el circuito
diante está técnica se mejo- À, B y AB incrementan el push-pull, de forma que la co
ra el rendimiento del ampli- valor de una señal de audio rente que cirula por a car
fidelidad, produciéndose su forma de onda durante el tamente proporcional al valor
una significativa distorsión. proceso. Los amplificadores medio del tren de pulsos, es
Por esta razón, los amplifi- clase D, que utilizan los ran- decir, a la amplitud instant
adores clase C no son muy sistores como interruptoresen nea de la señal de audio origi-
wilizados en audio. Su prin- lugar de resistencias lineales, nal. La operación en clase D
campo de la transmisión de calmente diferente. 90%, pero introduce algunos
señales de radio problemas relacionados con la
En los mismos, la señal. interferencia de rdiofrecuer
Un amplificador clase C de audio es transformada en a. Esto último dificulta su
de entregar más potencia — pulsos. En la figura 9.55 se diseño y construcción
la carga que un amplifica- ilustr la idea básica del am-
dorclase B, pero necesita ser _plificador clase D. Los tran- Operación en clase G
n- sistores QI y Q2 comparan
1 de audio con una
ciente de
tos valores de poter
sintonizado a una fre
cia fija de la señal que s
plifica. Por esta raz6i cia de salida en una configu:
dice que los amplificadores push-pull es utilizando
clase C son circuitos de ban- a SOOKHz, produciendo una dos conjuntos de transistores
daestrecha. En la figura 9.54 serie de pulsos cuyo valor de salida: uno trabajando a
se muestra un ejemplo de medio es equivalente a la bajo voltaje y el otro a un vol
amplificador clase C. Elcon- amplitud que tiene la señal — taje más alto. Los circuitos con
densador y la inductancia de audio en cada instante. — esta característica se denomi-
nan amplificadores clase G.
En la figura 9.56 se muestra
la configuración básica de una
etapa de salida de este tipo.
Los transistores en el cir-
cuito de bajo voltaje (Q1 y Q3)
están conduciendo en todo
momento y se comportan
AL como cualquier otro par de
transistores de salida en clase
AB. Cuando la señal propor-
cionada al circuito de alto vol-
La operación en clase C se te que se encarga de fijar la son amplificados por un cir
caracteriza porque la co- frecuencia de operación del cuit clase B, que los entrega
rriente de colector del tran- dispositivo. ala carga através dela indu
sistor circula durante menos tancia L. La función de la bo
de 180° del ciclo de corrien- Operación en clase D bina es “integrar” los pulsos
dterna de la entrada, Me- Los amplificadores de clase entregados por el circuito
diante está técnica se mejo- À, B y AB incrementan el push-pull, de forma que la co
ra el rendimiento del ampli- valor de una señal de audio rente que cirula por a car
fidelidad, produciéndose su forma de onda durante el tamente proporcional al valor
una significativa distorsión. proceso. Los amplificadores medio del tren de pulsos, es
Por esta razón, los amplifi- clase D, que utilizan los ran- decir, a la amplitud instant
adores clase C no son muy sistores como interruptoresen nea de la señal de audio origi-
wilizados en audio. Su prin- lugar de resistencias lineales, nal. La operación en clase D
campo de la transmisión de calmente diferente. 90%, pero introduce algunos
señales de radio problemas relacionados con la
En los mismos, la señal. interferencia de rdiofrecuer
Un amplificador clase C de audio es transformada en a. Esto último dificulta su
de entregar más potencia — pulsos. En la figura 9.55 se diseño y construcción
la carga que un amplifica- ilustr la idea básica del am-
dorclase B, pero necesita ser _plificador clase D. Los tran- Operación en clase G
n- sistores QI y Q2 comparan
1 de audio con una
ciente de
tos valores de poter
sintonizado a una fre
cia fija de la señal que s
plifica. Por esta raz6i cia de salida en una configu:
dice que los amplificadores push-pull es utilizando
clase C son circuitos de ban- a SOOKHz, produciendo una dos conjuntos de transistores
daestrecha. En la figura 9.54 serie de pulsos cuyo valor de salida: uno trabajando a
se muestra un ejemplo de medio es equivalente a la bajo voltaje y el otro a un vol
amplificador clase C. Elcon- amplitud que tiene la señal — taje más alto. Los circuitos con
densador y la inductancia de audio en cada instante. — esta característica se denomi-
nan amplificadores clase G.
En la figura 9.56 se muestra
la configuración básica de una
etapa de salida de este tipo.
Los transistores en el cir-
cuito de bajo voltaje (Q1 y Q3)
están conduciendo en todo
momento y se comportan
AL como cualquier otro par de
transistores de salida en clase
AB. Cuando la señal propor-
cionada al circuito de alto vol-
taje excede un valor preesta-
blecido, los transistores en este
circuito (Q2, Q4) conducen,
permitiendo que el amplifica
dor pueda manejarla se
salida hacía la carga. Puesto
que las señales de alto nivel no
se presentan por largos perío.
dos de tiempo, el circuito de
alto voltaje sólo trabaja duran
te cortos intervalos. A causa de
esto, el circuito en su conjun-
te.
10 es muy efici
9.6.2 Amplificadores
de potencia con
circuitos integrados
Actualmente, se dispone de
‘una gran variedad de ireuitos
integrados que incorporan en
amplificadores de potencia,
basados en as estructuras dis:
cretas examinad:
mente, pero con características
mejoradas, Además de ocupar
muy poco espacio, requerir un
mínimo de componentes ex-
temos y proporcionar señales
de salida de muy alta calidad,
los amplificadores de potencia
integrados simplifican enor-
memente la tarea de diseño,
puesto que asuntos tales como
la polarización o la elimina-
ción de la distorsión de cruce
han sido ya resueltos por el
fabricante
isma cápsula uno o dos
anterior-
Los amplificadores de po-
tencia integrados para audio
pueden ser monoliticos o hi-
bridos, dependiendo de su tec-
nologia de fabricación y de los
niveles de potencia requeridos.
+ Vee
we
rua
me BE —
E
Qe E
ES
Tome En ver |
pa \ |
Figura 8,55 Prop de fnconamento do un amefcador de potenca caso D
Hasta hace algunos años, los
mplificadores monolíticos
estaban restringidos a apl
ciones de baja potencia, mien
tras que los amplificadores hi-
bridos, como la popular serie
STK de Sanyo, dominaban el
‘mercado de las altas potencias,
Actualmente, la situación ha
cambiado en este sentido con
el desarrollo de circuitos mo-
nolíticos de alta potencia,
Un ejemplo muy común de
amplificador de baja potencia
monolíticoesel circuito integra-
do LM386 de National. En la
figura 9.57 se muestra cOmO Figura 9,55 Estructura básica
ejemplo de aplicaciónun ampli- de un ampifcador case G
ops
z a
5 4
4 5 a
Re
tur
go TeV
q a | e
Eft Ue [ame 4
Lee 75 ca
4 Cire
Figura 9.57. Amplfcador de potencia de 1¥/ con LM386 (ut CEKIT K-014)
blecido, los transistores en este
circuito (Q2, Q4) conducen,
permitiendo que el amplifica
dor pueda manejarla se
salida hacía la carga. Puesto
que las señales de alto nivel no
se presentan por largos perío.
dos de tiempo, el circuito de
alto voltaje sólo trabaja duran
te cortos intervalos. A causa de
esto, el circuito en su conjun-
te.
10 es muy efici
9.6.2 Amplificadores
de potencia con
circuitos integrados
Actualmente, se dispone de
‘una gran variedad de ireuitos
integrados que incorporan en
amplificadores de potencia,
basados en as estructuras dis:
cretas examinad:
mente, pero con características
mejoradas, Además de ocupar
muy poco espacio, requerir un
mínimo de componentes ex-
temos y proporcionar señales
de salida de muy alta calidad,
los amplificadores de potencia
integrados simplifican enor-
memente la tarea de diseño,
puesto que asuntos tales como
la polarización o la elimina-
ción de la distorsión de cruce
han sido ya resueltos por el
fabricante
isma cápsula uno o dos
anterior-
Los amplificadores de po-
tencia integrados para audio
pueden ser monoliticos o hi-
bridos, dependiendo de su tec-
nologia de fabricación y de los
niveles de potencia requeridos.
+ Vee
we
rua
me BE —
E
Qe E
ES
Tome En ver |
pa \ |
Figura 8,55 Prop de fnconamento do un amefcador de potenca caso D
Hasta hace algunos años, los
mplificadores monolíticos
estaban restringidos a apl
ciones de baja potencia, mien
tras que los amplificadores hi-
bridos, como la popular serie
STK de Sanyo, dominaban el
‘mercado de las altas potencias,
Actualmente, la situación ha
cambiado en este sentido con
el desarrollo de circuitos mo-
nolíticos de alta potencia,
Un ejemplo muy común de
amplificador de baja potencia
monolíticoesel circuito integra-
do LM386 de National. En la
figura 9.57 se muestra cOmO Figura 9,55 Estructura básica
ejemplo de aplicaciónun ampli- de un ampifcador case G
ops
z a
5 4
4 5 a
Re
tur
go TeV
q a | e
Eft Ue [ame 4
Lee 75 ca
4 Cire
Figura 9.57. Amplfcador de potencia de 1¥/ con LM386 (ut CEKIT K-014)
Ris
toon
Figura 9.58 À
ficador monofónico de IW, dis
ponible en forma de kit bajo la
referencia K-014 de CEKIT. El
LM386 viene en cápsula DIP
de $ pines, opera con tensiones
desde SY hasta de 18V y. e
versión N-4, puede proporcio.
a IW de potencia a una
ga de 1602, En el circui
mostrado, RI fija el nivel de
señal de entrada y R2CI la ga-
Esta última
puede de 20has-
ta 200 sustituyendo RI por un
potenciómetro de 100k 0 mar
yor. La ganancia puede ser tam-
bién controlada en forma auto:
mática un FET acoplado capa-
citivamente entre el pin 1 y tie
nar has
nancia de voltaje,
Un ejemplo de amplifica
dor de potencia híbrido es el
circuito integrado dual
STK4392 de Sanyo. En la fi-
gura 9.58 se muest
plificador de 15W por canal
disponible.
lareferencia KA
Elkitprove
pa de control de tonos, des;
rrollada
forma de kit bajo
de CEKIT.
además, una eta-
dedor de un am
plificador operacional doble
LM358, la cual permite acen
tuar o atenuar el contenido de
bajas y altas frecuencias
ves y agudos) de la señal de
entrada y adecuar la músic
gusto del oyente. La ganancia
la déterminan R20(R27), R22
(R29) y C25 (C31). La red
R21C24 (R23C26) actúa
o un filtro pasabajos. li
mitando la respuesta a alta fre-
cuencia del amplificador, Todo
el conjunto opera con una ten-
sión de +35V
Para finalizar, en la figura
9.59 se muestra un amplificador
de potencia de 68W rms (135W
pico) desarrollado alrededor del
circuito integrado monolitico
LM3886, introducido r
‘mente por National. El semicon:
ductor LM3886 viene en cap:
sula plástica TO-220 de 11 pi
es, opera con tensiones de ali
mentación hasta de $4V y po:
te
see una eireuiterfa interna de
a To
Za
2 fie
‘Abe100.2W
FAQ
Figura 9.59 Ampiticador de potencia do 68 con LM2866
toon
Figura 9.58 À
ficador monofónico de IW, dis
ponible en forma de kit bajo la
referencia K-014 de CEKIT. El
LM386 viene en cápsula DIP
de $ pines, opera con tensiones
desde SY hasta de 18V y. e
versión N-4, puede proporcio.
a IW de potencia a una
ga de 1602, En el circui
mostrado, RI fija el nivel de
señal de entrada y R2CI la ga-
Esta última
puede de 20has-
ta 200 sustituyendo RI por un
potenciómetro de 100k 0 mar
yor. La ganancia puede ser tam-
bién controlada en forma auto:
mática un FET acoplado capa-
citivamente entre el pin 1 y tie
nar has
nancia de voltaje,
Un ejemplo de amplifica
dor de potencia híbrido es el
circuito integrado dual
STK4392 de Sanyo. En la fi-
gura 9.58 se muest
plificador de 15W por canal
disponible.
lareferencia KA
Elkitprove
pa de control de tonos, des;
rrollada
forma de kit bajo
de CEKIT.
además, una eta-
dedor de un am
plificador operacional doble
LM358, la cual permite acen
tuar o atenuar el contenido de
bajas y altas frecuencias
ves y agudos) de la señal de
entrada y adecuar la músic
gusto del oyente. La ganancia
la déterminan R20(R27), R22
(R29) y C25 (C31). La red
R21C24 (R23C26) actúa
o un filtro pasabajos. li
mitando la respuesta a alta fre-
cuencia del amplificador, Todo
el conjunto opera con una ten-
sión de +35V
Para finalizar, en la figura
9.59 se muestra un amplificador
de potencia de 68W rms (135W
pico) desarrollado alrededor del
circuito integrado monolitico
LM3886, introducido r
‘mente por National. El semicon:
ductor LM3886 viene en cap:
sula plástica TO-220 de 11 pi
es, opera con tensiones de ali
mentación hasta de $4V y po:
te
see una eireuiterfa interna de
a To
Za
2 fie
‘Abe100.2W
FAQ
Figura 9.59 Ampiticador de potencia do 68 con LM2866
protección integral llamada
SPiKe que protege automdtica-
mente a saidacontrasobrevol-
tas. bajo voltajes y sobrecar-
gas, incluyendo cortocireuitos 5
enlafuente, carreras térmicas
ratura. También incluye una =
función de silenciamiento Figur 9.0. Efecto d a capa
(mue). Este circuito está dispo. 4 "osuenca do un ampliados
nible en forma de kit hajolare- Para garantizar una operaciön cuencia, dada por 1/2RRLCL.
ferencia K-174 de CEKIT lineal. Sin embargo, se dife- laamplificación se reduce os-
rencian por su selectividad, | tensiblemente. Una situación
9.7Amplificadores de es decir porque gneralmente similar se presenta con la
alta frecuencia (RF) se diseñan para amplificar. combinación dela capacitan-
Dependiendo del rango de fre- dentro de una banda determi- cia de entrada y la impedan-
jencias. Además, cia de la fuente
mu
ancia de carga enla respuesta
cuencias de operación, los nada de f
amplificadores pueden ser de deben tenerse en cuenta los
audio o de baja frecuencia y efectos capacitivos de la ca Ens figura9.61 se mues-
de RF o de alta frecuencia. gay de los demás componen- _ tranloscircuitos equivalentes de
‘Todos los amplificadoresexa- — tes utilizados. un transistor bipolar (b) y de
minados hasta el momento son un transitor de efecto de campo
de baja frecuencia. Enlosmis- En la figura 9.60 se ilus-_(a)aaltas frecuencias en lacon-
mos, los transistores respon tra lo anterior. En este caso, CL figuraciôn emisor (o fuente)
den de forma inmediata los Tepesentalacapacitanciaefec- común. En el modelo del ran-
cambios en la señal de entra- tiva desde colectora tierra e in-
da. No sucede lo mismo a al- — ¢luye los efectos de la capaci-
tas frecuencias debido a que tancia dela carga de lasunio-
los tiempos de tránsito de los nes Ch y CE del transistor. Esta
portadores son comparables. capacitancia forma un filtro p
con los períodos de las seña- sabajos RC con a resiste
les. Bajo estas condiciones, de carga de colector(R
las capacitancias de las unio- tanto,
ies
importantes,
Los amplificadores de ra-
diofrecuencia son similares a
los amplificadores de audio en
muchos aspectos. Por ejemplo,
deben tener una carga en SU oy cie
circuito de salida y necesitan (Gree equvalnte de un ransstor par
ser polarizados correctamente (a) Circuito equivalente de un JFET
SPiKe que protege automdtica-
mente a saidacontrasobrevol-
tas. bajo voltajes y sobrecar-
gas, incluyendo cortocireuitos 5
enlafuente, carreras térmicas
ratura. También incluye una =
función de silenciamiento Figur 9.0. Efecto d a capa
(mue). Este circuito está dispo. 4 "osuenca do un ampliados
nible en forma de kit hajolare- Para garantizar una operaciön cuencia, dada por 1/2RRLCL.
ferencia K-174 de CEKIT lineal. Sin embargo, se dife- laamplificación se reduce os-
rencian por su selectividad, | tensiblemente. Una situación
9.7Amplificadores de es decir porque gneralmente similar se presenta con la
alta frecuencia (RF) se diseñan para amplificar. combinación dela capacitan-
Dependiendo del rango de fre- dentro de una banda determi- cia de entrada y la impedan-
jencias. Además, cia de la fuente
mu
ancia de carga enla respuesta
cuencias de operación, los nada de f
amplificadores pueden ser de deben tenerse en cuenta los
audio o de baja frecuencia y efectos capacitivos de la ca Ens figura9.61 se mues-
de RF o de alta frecuencia. gay de los demás componen- _ tranloscircuitos equivalentes de
‘Todos los amplificadoresexa- — tes utilizados. un transistor bipolar (b) y de
minados hasta el momento son un transitor de efecto de campo
de baja frecuencia. Enlosmis- En la figura 9.60 se ilus-_(a)aaltas frecuencias en lacon-
mos, los transistores respon tra lo anterior. En este caso, CL figuraciôn emisor (o fuente)
den de forma inmediata los Tepesentalacapacitanciaefec- común. En el modelo del ran-
cambios en la señal de entra- tiva desde colectora tierra e in-
da. No sucede lo mismo a al- — ¢luye los efectos de la capaci-
tas frecuencias debido a que tancia dela carga de lasunio-
los tiempos de tránsito de los nes Ch y CE del transistor. Esta
portadores son comparables. capacitancia forma un filtro p
con los períodos de las seña- sabajos RC con a resiste
les. Bajo estas condiciones, de carga de colector(R
las capacitancias de las unio- tanto,
ies
importantes,
Los amplificadores de ra-
diofrecuencia son similares a
los amplificadores de audio en
muchos aspectos. Por ejemplo,
deben tener una carga en SU oy cie
circuito de salida y necesitan (Gree equvalnte de un ransstor par
ser polarizados correctamente (a) Circuito equivalente de un JFET
sistor bipolar, Cie (o Cih Amplificadores
0 Che) es lcapacinci | F “PEE FT TT de banda ancha
de la unión, bla impe- | à dores de
dancin vista desde labase | À pueden
por la fuente de señal, Ceb | 2 ser básicamente de dos
Iacapacanci Milerode | À tipos: de banda ancha
realimentación y Cee la | É o de banda estrecha
capacitancia de colectora | à Los amplificadores de
nisor. El modelo del | $ banda ancha, como su
FET es similar excepto nombre lo indica, se
que las capacitancias tauren Beinen para propor
ombresdiferen- | Fisura 242 Capactancas pastas cionar amplificación
adoptan nombres dif an anat polar o (MPS3001) arc amplifics
tes y la resistencia de en dentro de un rango re
trada es muy alta,
estos casos,
lugardees- lativamente amplio de fre
Wes cuencias, como el requerido
Los valores de las capacitan: an la frecuencia de para amplificar señales de te
ciasdelasuniones (Cie, Cib,etc.) rada como fr levisión en UHF (400 a 900
son suministrados por los fabri- y definida como la frecuencia MHz) o visualizar sei
cantes en las hojas de datos de a la cual la ganancia de co- un osciloscopio. En todos es-
desi
sus productos Enlafigura9.62, —rriente, tanto AC como DC, se tos casos, se utilizan resisto-
por ejemplo, se muestra como hace igual a la unidad. res como cargas de salida de-
varían Cib y Coben función del bido a que su resistencia no
voltajeinversoaplicadoallastes-—— Enlafigura9.63 porcion cambia con la frecuencia,
pectivas uniones para untransis- plo, se muestracomo varía ren
torMPS3904 Notequelasmis- — funcióndele paraci MPS3904. En a figura 9.64 se mues-
mas disminuyen a medi Las capacitancias intemas delos — tran las configu
aumenta el voltaje, Este transistores de efecto de cam- ficadus d
sampliamenteexplotadoen los po (FETS y MOSFETs) son res de alta frecuen
varactores o diodos de capaci- — mucho más pequeñas que las de anchatípicos. Por comodidaden
tancia variable, los transistores, pero la ganan- — (a) y en (b), no se muestran los
cia altas frecuencias se reduce — circuitos de polarización ni las
El comportamiento de Cie de una manera más dramática. — conexiones de la fuente de ali
es difer
puesto que mentación. En otras pala-
está asociada con un: bras, todos son circuitos
union polarizada directa- de señal (AC). Desde el
mente, En este caso, la punto de vista de las se-
mancia del transistor a ales, los terminales de
jencia determi alimentación se compor-
nada depende principal: tan como si estuvieran co-
mente de la relación en
rriente perdida en
una fire
nectados a tierra
tre
Cie y la coriente que | Mk LULU LH TI
reaimente Impulse la a | don elo os em
base y no depende dela | gra 268 Cuna d oscueta de tecuenci | nar llamado efecto M
rien de colector). | Sun wars rar sc SESION
La idea básica en to-
0 Che) es lcapacinci | F “PEE FT TT de banda ancha
de la unión, bla impe- | à dores de
dancin vista desde labase | À pueden
por la fuente de señal, Ceb | 2 ser básicamente de dos
Iacapacanci Milerode | À tipos: de banda ancha
realimentación y Cee la | É o de banda estrecha
capacitancia de colectora | à Los amplificadores de
nisor. El modelo del | $ banda ancha, como su
FET es similar excepto nombre lo indica, se
que las capacitancias tauren Beinen para propor
ombresdiferen- | Fisura 242 Capactancas pastas cionar amplificación
adoptan nombres dif an anat polar o (MPS3001) arc amplifics
tes y la resistencia de en dentro de un rango re
trada es muy alta,
estos casos,
lugardees- lativamente amplio de fre
Wes cuencias, como el requerido
Los valores de las capacitan: an la frecuencia de para amplificar señales de te
ciasdelasuniones (Cie, Cib,etc.) rada como fr levisión en UHF (400 a 900
son suministrados por los fabri- y definida como la frecuencia MHz) o visualizar sei
cantes en las hojas de datos de a la cual la ganancia de co- un osciloscopio. En todos es-
desi
sus productos Enlafigura9.62, —rriente, tanto AC como DC, se tos casos, se utilizan resisto-
por ejemplo, se muestra como hace igual a la unidad. res como cargas de salida de-
varían Cib y Coben función del bido a que su resistencia no
voltajeinversoaplicadoallastes-—— Enlafigura9.63 porcion cambia con la frecuencia,
pectivas uniones para untransis- plo, se muestracomo varía ren
torMPS3904 Notequelasmis- — funcióndele paraci MPS3904. En a figura 9.64 se mues-
mas disminuyen a medi Las capacitancias intemas delos — tran las configu
aumenta el voltaje, Este transistores de efecto de cam- ficadus d
sampliamenteexplotadoen los po (FETS y MOSFETs) son res de alta frecuen
varactores o diodos de capaci- — mucho más pequeñas que las de anchatípicos. Por comodidaden
tancia variable, los transistores, pero la ganan- — (a) y en (b), no se muestran los
cia altas frecuencias se reduce — circuitos de polarización ni las
El comportamiento de Cie de una manera más dramática. — conexiones de la fuente de ali
es difer
puesto que mentación. En otras pala-
está asociada con un: bras, todos son circuitos
union polarizada directa- de señal (AC). Desde el
mente, En este caso, la punto de vista de las se-
mancia del transistor a ales, los terminales de
jencia determi alimentación se compor-
nada depende principal: tan como si estuvieran co-
mente de la relación en
rriente perdida en
una fire
nectados a tierra
tre
Cie y la coriente que | Mk LULU LH TI
reaimente Impulse la a | don elo os em
base y no depende dela | gra 268 Cuna d oscueta de tecuenci | nar llamado efecto M
rien de colector). | Sun wars rar sc SESION
La idea básica en to-
de los circuitos de al
cia consistente en el incremen-
to efectivo de la capacitancia
base-colector (Ceb) por un
factor aproximadamente igual
ala ganancia de voltaje.
fa frecuen-
Enel circuito de la figura
9.64(a), un seguidor emisor
(QU) maneja un amplificador
emisor común (Q2). Así se re-
duce considerablemente la de
gradación del funcionamiento
‘cuerde que:
a GvCeb, siendo!
cia de voltaje
la ganan-
El circuito de la figura
9.64(b) se conoce popularmes
mo, una etapa en emisor común
maneja una etapa en
mún, eliminando así la capas
tancia de efecto Miller del tran:
sistor. Note que el emisor de Q4
está inmovilizado por el volta-
Je fijo de la base. Por tanto, a
través de RL solo pasa la co-
rriente de colector de Q3
nalmente, en el circuito.
de la figura 9.640), QI y Q2
forman un amplificador de
voltaje de baja ganancia, dig
mos 10dB, denominado un
par serie-paralelo. R6 deter-
‘mina la gananacia de
rado de la primera ctapa (R6/
RI), Rd la ganancia de lazo
abierto de la segunda (R4/RS)
R7CI la ganancia final del
circuito, Esta configuración es
muy estable y permite obtener
“anchos de banda superiores
300 MHz, no ganancias
de 10 a 204B por etapa. Se
pueden conseguir ganancias
más altas conectando varias
etapas en cascada.
Un ejemplo de amplifica
dor de RE completo se mues
traen la figura 9.65. El circui-
to. diseñado para eliminar com
pletamente el efecto de corte
(rollaf) causado por el efecto
Mille, utiliza dos seguidores
de emisor como etapas de en-
trada y un amplificador diferen-
cial como etapa central. Alas:
lida se utiliza un seguidor tipo
cascodo. El diseño se basa en
«luso de un buen transistor de
alta frecuencia, como el
2NS179, el cual tiene una fre
cuencia de transición (fr) del
orden de 1000 MHz (especifi
cadacomo hfe=10@ 100MHz)
y una capacitancia Ceb de
0.$pF a 2 V. Ena figura 9.656
se muestra el circuito equiva
lente AC en términos de las
capacitancias parisitas y
resistencias en paralelo.
El diseño de amplificado-
res de RF con transistores pue
de resultar relativamente tedi
doso debido a que
muchas variables y se requis
ren numerosas pruebas de en
sayo y error. Con el fin de fa-
cilitar esta tarea, actualmente
se dispone de una gran varie
dad de amplificadores modu-
lares, los cuales satisfacen
práctica
mer
(a) >
Figura 9.64 Confguraciones
implicadas de ampiticadores de
AF Go banda ancha. (a) Emisor
‘comin precedido de seguido (0)
Base común precedido de emisor
‘comin (cascodo). (6) Par serie
paralelo.
sidad. En realidad, casi cual
quier circuito de RF puede ser
obtenido en forma modular,
incluyendo osciladores, mez-
cladores, moduladores, etc
En su foma más básica,
los amplificadores modulares
uitos híbridos.
la de cuatro
de película del
pines. Dos de estos pines son
los terminales de entrada y de
salida, mientras que
los restan
cia consistente en el incremen-
to efectivo de la capacitancia
base-colector (Ceb) por un
factor aproximadamente igual
ala ganancia de voltaje.
fa frecuen-
Enel circuito de la figura
9.64(a), un seguidor emisor
(QU) maneja un amplificador
emisor común (Q2). Así se re-
duce considerablemente la de
gradación del funcionamiento
‘cuerde que:
a GvCeb, siendo!
cia de voltaje
la ganan-
El circuito de la figura
9.64(b) se conoce popularmes
mo, una etapa en emisor común
maneja una etapa en
mún, eliminando así la capas
tancia de efecto Miller del tran:
sistor. Note que el emisor de Q4
está inmovilizado por el volta-
Je fijo de la base. Por tanto, a
través de RL solo pasa la co-
rriente de colector de Q3
nalmente, en el circuito.
de la figura 9.640), QI y Q2
forman un amplificador de
voltaje de baja ganancia, dig
mos 10dB, denominado un
par serie-paralelo. R6 deter-
‘mina la gananacia de
rado de la primera ctapa (R6/
RI), Rd la ganancia de lazo
abierto de la segunda (R4/RS)
R7CI la ganancia final del
circuito, Esta configuración es
muy estable y permite obtener
“anchos de banda superiores
300 MHz, no ganancias
de 10 a 204B por etapa. Se
pueden conseguir ganancias
más altas conectando varias
etapas en cascada.
Un ejemplo de amplifica
dor de RE completo se mues
traen la figura 9.65. El circui-
to. diseñado para eliminar com
pletamente el efecto de corte
(rollaf) causado por el efecto
Mille, utiliza dos seguidores
de emisor como etapas de en-
trada y un amplificador diferen-
cial como etapa central. Alas:
lida se utiliza un seguidor tipo
cascodo. El diseño se basa en
«luso de un buen transistor de
alta frecuencia, como el
2NS179, el cual tiene una fre
cuencia de transición (fr) del
orden de 1000 MHz (especifi
cadacomo hfe=10@ 100MHz)
y una capacitancia Ceb de
0.$pF a 2 V. Ena figura 9.656
se muestra el circuito equiva
lente AC en términos de las
capacitancias parisitas y
resistencias en paralelo.
El diseño de amplificado-
res de RF con transistores pue
de resultar relativamente tedi
doso debido a que
muchas variables y se requis
ren numerosas pruebas de en
sayo y error. Con el fin de fa-
cilitar esta tarea, actualmente
se dispone de una gran varie
dad de amplificadores modu-
lares, los cuales satisfacen
práctica
mer
(a) >
Figura 9.64 Confguraciones
implicadas de ampiticadores de
AF Go banda ancha. (a) Emisor
‘comin precedido de seguido (0)
Base común precedido de emisor
‘comin (cascodo). (6) Par serie
paralelo.
sidad. En realidad, casi cual
quier circuito de RF puede ser
obtenido en forma modular,
incluyendo osciladores, mez-
cladores, moduladores, etc
En su foma más básica,
los amplificadores modulares
uitos híbridos.
la de cuatro
de película del
pines. Dos de estos pines son
los terminales de entrada y de
salida, mientras que
los restan
tes corresponden a los termi-
s de tierra y de alimenta-
ción. También se dispone de
amplificadores modulares
monoliticos como los de las
series INA 31063, 32063 y
34063, recientemente intro-
ducidos por Hewlett-Packard,
(a) Circuito práctico
(©) Circuto equivalente AC
mostrados en la figura 9.66.
Estos diminutos chips de 6
pines, en particular, trabajan
con una tensión de alimenta-
ción de 3V, proporcionan
ganancias del orden de 174B
y operan a frecuencias desde
DC (0) hasta 3.5 GHz
sv
Figura 9.65 Ejemplo de análisis de un ampllicador
do ata ocuencia de banda ancha (200MH2)
Foua 2.65
‘Modulos amplfcadores de RF
La disponibilidad de am-
plificadores y otros circuitos
integrados para RF, además
de simplificar el diseño de
temas de comunicaciones ina.
lámbricas, proporciona otros
beneficios importantes. Por
ejemplo, se mejora el ancho
de banda y la capacidad de
manejo de señales, se garan
tiza un funcionamiento libre
de ruido y se reduce conside-
rablemente el número de
componentes necesarios para
implementar sistemas com:
pletos. De todas formas, los
diseños discretos de RF dis
cutidos siguen vigentes.
=
Ser
se
te (ay
ane
s de tierra y de alimenta-
ción. También se dispone de
amplificadores modulares
monoliticos como los de las
series INA 31063, 32063 y
34063, recientemente intro-
ducidos por Hewlett-Packard,
(a) Circuito práctico
(©) Circuto equivalente AC
mostrados en la figura 9.66.
Estos diminutos chips de 6
pines, en particular, trabajan
con una tensión de alimenta-
ción de 3V, proporcionan
ganancias del orden de 174B
y operan a frecuencias desde
DC (0) hasta 3.5 GHz
sv
Figura 9.65 Ejemplo de análisis de un ampllicador
do ata ocuencia de banda ancha (200MH2)
Foua 2.65
‘Modulos amplfcadores de RF
La disponibilidad de am-
plificadores y otros circuitos
integrados para RF, además
de simplificar el diseño de
temas de comunicaciones ina.
lámbricas, proporciona otros
beneficios importantes. Por
ejemplo, se mejora el ancho
de banda y la capacidad de
manejo de señales, se garan
tiza un funcionamiento libre
de ruido y se reduce conside-
rablemente el número de
componentes necesarios para
implementar sistemas com:
pletos. De todas formas, los
diseños discretos de RF dis
cutidos siguen vigentes.
=
Ser
se
te (ay
ane
Para
lizar nuestra dis-
cusión sobre amplificadores
de RF de banda ancha, en la
figura 9.67 se mue
ejemplo de aplicación un am-
plificador para la banda de
4MHz a 55MHz, conocid
como onda corta o SW. El cir-
cuito provee una ganancia de
104B y utiliza un MOSFET
3N211 conectado en compuer-
ta comün. El potenciómetro PI
debe ajustarse de modo que el
voltaje en el punto «A» sea del
orden de 17.5V a 18.0V.
9.7 Amplificadores
de RF de banda
estrecha o
sintonizados
En circuitos de RF proyecta
dos para sist comu
nicaciones y otras aplicacio-
nes, un amplificador de ban-
da ancha no resulta muy con-
veniente porque la frecuen-
de operación esta confi-
nada a un rango muy estre-
cho de frecuencias. En estos
casos, la práctica más común
es utilizar circuitos sintoni-
zados LC como cargas de
salida, Por la misma razón,
este tipo de amplificadores se
denominan sintonizados o
de banda estrecha.
El uso de circuitos sinto
nizados tiene varias ventajas.
Por ejemplo, permite obtener
muy altas ganancia por etapa
elimina los efectos indeseables
de capacitancias pardsitas,
simplifica el acoplamiento en:
tre etapas y proporciona una
sen =
ER
9 ‘Substrato,
capsule
3
9.67 Amplifcador de RF de banda ancha con FET para onda corta
à SM)
gran selectividad. Esto último de comunicaciones en general,
significa que quedan elimina En las figuras 9.68 y 9.69
das automáticamente las seña- se muestran dos ejemplos de
les no pertenecientes a la ban- amplificador de RF sintoniza-
da de simtonía del amplifica-
er caso se utili-
de empobre-
mente utilizados en receptores — cimiento de doble compuerta
de radio, televisión y sistemas (QI) para eliminar los proble-
ov
dor. Por esta razón son amplia-
Figura 9.68 Estructura de un amplficacor de AF
lizar nuestra dis-
cusión sobre amplificadores
de RF de banda ancha, en la
figura 9.67 se mue
ejemplo de aplicación un am-
plificador para la banda de
4MHz a 55MHz, conocid
como onda corta o SW. El cir-
cuito provee una ganancia de
104B y utiliza un MOSFET
3N211 conectado en compuer-
ta comün. El potenciómetro PI
debe ajustarse de modo que el
voltaje en el punto «A» sea del
orden de 17.5V a 18.0V.
9.7 Amplificadores
de RF de banda
estrecha o
sintonizados
En circuitos de RF proyecta
dos para sist comu
nicaciones y otras aplicacio-
nes, un amplificador de ban-
da ancha no resulta muy con-
veniente porque la frecuen-
de operación esta confi-
nada a un rango muy estre-
cho de frecuencias. En estos
casos, la práctica más común
es utilizar circuitos sintoni-
zados LC como cargas de
salida, Por la misma razón,
este tipo de amplificadores se
denominan sintonizados o
de banda estrecha.
El uso de circuitos sinto
nizados tiene varias ventajas.
Por ejemplo, permite obtener
muy altas ganancia por etapa
elimina los efectos indeseables
de capacitancias pardsitas,
simplifica el acoplamiento en:
tre etapas y proporciona una
sen =
ER
9 ‘Substrato,
capsule
3
9.67 Amplifcador de RF de banda ancha con FET para onda corta
à SM)
gran selectividad. Esto último de comunicaciones en general,
significa que quedan elimina En las figuras 9.68 y 9.69
das automáticamente las seña- se muestran dos ejemplos de
les no pertenecientes a la ban- amplificador de RF sintoniza-
da de simtonía del amplifica-
er caso se utili-
de empobre-
mente utilizados en receptores — cimiento de doble compuerta
de radio, televisión y sistemas (QI) para eliminar los proble-
ov
dor. Por esta razón son amplia-
Figura 9.68 Estructura de un amplficacor de AF
mas asociados con el efi
Miller a la entrada, mientras
que el segundo se utiliza una
técni
te
cto
conocida como neu-
n, consistente en la
corriente de
adición de un
fase opuesta
fiales acopladas capacitiva:
mente entre la salida y la en
rada. En ambos, las redes LC
determinan la frecuencia cen:
cela se
tral de amplificación
9.8 Amplificadores
BF200 ma para aplicaciones
u za (6580) 20 especiales
¡cel Los amplificadores de audio y
de RF examinados en este ca
pitulo han sido descritos den-
tro de un marc
ciendiendo de sus aplicaciones
particulares. En las figuras
9.70 y 9.71 se muestran dos
ejemplos prácticos de estas úl-
timas. El amplificador de RF
de la figura 9.70 provee una
forma muy conveniente de:
jorar la capacidad de recepción
de señal de un receptor de FM
ogy enla banda de 88 a 108 MHz.
Simplemente sintonice este ül-
timo alrededor de 95 MHz y
ajuste CA y L2 hasta que la se-
¡recibida sea máxima.
Figura 970 Retorzador do antona para sintonizador do FM
amplificador de audio
de a figura 9.71, por su par
te, que utiliza un capador
ES ductivo de fäcil consecución
law acoplado a un aparato telefó-
22 pico (LI), permite escuchar
O) con nitidez conversaciones te-
Jefónicas distantes o débiles
Otros circuitos específicos
presentan en os caggulos
Figura 9.71 Ampiicador par teléfono con captador
(11). Auste el volumen al nivel deseado mediante PT 0
up inductivo A
Miller a la entrada, mientras
que el segundo se utiliza una
técni
te
cto
conocida como neu-
n, consistente en la
corriente de
adición de un
fase opuesta
fiales acopladas capacitiva:
mente entre la salida y la en
rada. En ambos, las redes LC
determinan la frecuencia cen:
cela se
tral de amplificación
9.8 Amplificadores
BF200 ma para aplicaciones
u za (6580) 20 especiales
¡cel Los amplificadores de audio y
de RF examinados en este ca
pitulo han sido descritos den-
tro de un marc
ciendiendo de sus aplicaciones
particulares. En las figuras
9.70 y 9.71 se muestran dos
ejemplos prácticos de estas úl-
timas. El amplificador de RF
de la figura 9.70 provee una
forma muy conveniente de:
jorar la capacidad de recepción
de señal de un receptor de FM
ogy enla banda de 88 a 108 MHz.
Simplemente sintonice este ül-
timo alrededor de 95 MHz y
ajuste CA y L2 hasta que la se-
¡recibida sea máxima.
Figura 970 Retorzador do antona para sintonizador do FM
amplificador de audio
de a figura 9.71, por su par
te, que utiliza un capador
ES ductivo de fäcil consecución
law acoplado a un aparato telefó-
22 pico (LI), permite escuchar
O) con nitidez conversaciones te-
Jefónicas distantes o débiles
Otros circuitos específicos
presentan en os caggulos
Figura 9.71 Ampiicador par teléfono con captador
(11). Auste el volumen al nivel deseado mediante PT 0
up inductivo A
No todas las señales que entran a un circuito electrónico son
bienvenidas. Para separar las señales deseadas de las no deseadas es
nece
rio utilizar circuitos especializados de selección de frecuencias
denominados filtros. Este capítulo examina los principios básicos de la
teoría de los filtros y de:
‘ibe varias configuraciones de filtros pasivos y
activos comunes. Incluiremos en este estudio filtros pasabajos,
pasaaltos, pasabanda y supresores de ba
la realizados con redes RC,
LO y amplificadores operacionales,
10.1 Tipos de filtros
Un filtro puede definirse como
an circuito electrónico selector
de frecuencia que altera la am.
plitud y/o la fase de una señal,
La función básica de un filtro
o, eliminar o atenuar
Las frecuencias
Pajas pasan y
cone
(a) Pasabaos
intensidad de sofa
Pasa nal
y de señales
Frecuencia
(a) Pasabanda
Figura 10.1 Tpos básicos de
da
una señal o conjunto de seña.
les dentro de un grupo especí-
fico de frecuencias y preservar
las sei mies, con la
‘misma 0 mayor amplitud. Los
filtros son ampliamente utiliza
dos en todos tipo de sistemas
Intensidad
E]
Frecuencia
He
electrónicos. Los amplificado-
res de RF sintonizados exami
ados en el capítulo anterior.
por ejemplo, utilizan redes LC
como filtros para seleccionar la
banda de frecuencias dentro de
la cal ocurre la amplificación.
decors. He
Intensidad de la
Esta banda de señales
no pasa por lo
Frecuencia Frecuencia Frecuencia
(a) Supresor de banda
bienvenidas. Para separar las señales deseadas de las no deseadas es
nece
rio utilizar circuitos especializados de selección de frecuencias
denominados filtros. Este capítulo examina los principios básicos de la
teoría de los filtros y de:
‘ibe varias configuraciones de filtros pasivos y
activos comunes. Incluiremos en este estudio filtros pasabajos,
pasaaltos, pasabanda y supresores de ba
la realizados con redes RC,
LO y amplificadores operacionales,
10.1 Tipos de filtros
Un filtro puede definirse como
an circuito electrónico selector
de frecuencia que altera la am.
plitud y/o la fase de una señal,
La función básica de un filtro
o, eliminar o atenuar
Las frecuencias
Pajas pasan y
cone
(a) Pasabaos
intensidad de sofa
Pasa nal
y de señales
Frecuencia
(a) Pasabanda
Figura 10.1 Tpos básicos de
da
una señal o conjunto de seña.
les dentro de un grupo especí-
fico de frecuencias y preservar
las sei mies, con la
‘misma 0 mayor amplitud. Los
filtros son ampliamente utiliza
dos en todos tipo de sistemas
Intensidad
E]
Frecuencia
He
electrónicos. Los amplificado-
res de RF sintonizados exami
ados en el capítulo anterior.
por ejemplo, utilizan redes LC
como filtros para seleccionar la
banda de frecuencias dentro de
la cal ocurre la amplificación.
decors. He
Intensidad de la
Esta banda de señales
no pasa por lo
Frecuencia Frecuencia Frecuencia
(a) Supresor de banda
Los filtros utilizados en los
circuitos electrónicos pueden
ser pasivos o activos, depen
diendo de si están realiz
exclusivamente a base de com
ponentes pasivos (resistencias.
condensadores y bob
utilizan, adicionalm
sitivos activos (transistores y
amplific
principalmente). Los filtros
pasivos se caracterizan pora!
presentan pérdidas, es decir la
cal de salida siempre es mo-
nas), 0
dispo
nor que la señal de entrada.
Además, no requieren de una
fuente de alimentación. Los
filtros activos, por su parte
proveen ganancia, y exigen
una fuente de alimentación.
Además, son más versátiles.
Una clasificación más ge
oral de los filtros es en pi
os. pasaaltos, pasal
y de supresiön de banda,
pendiendo de las bandas de
cuencia que bloguean o permi-
ten pasar. En la figura 10.1 se
muestran las curvas de respues-
ta de frecuencia generales co-
(o)
Figura 102
mn este capítulo, som los il
Un filtro pasal
ra 10.1a, suprime o atenúa las
señales con frecuencias por
encima de un cierto valor, la
mado frecuencia de corte, de
jando pasar únicamente las que
tienen frecuencias por debajo
de ese valor. Un filtro pasaal-
tos, por su parte, figura
10.1(b), solamente permite el
les cuy frecuen
cia se encuentra por encima de
la frecuencia de corte, elimi:
nando ls frecuencias restantes.
Un filtro pasabanda, fi
gura 10.1e, como su nomb)
lo indica, solamente deja pa
sar señales cuya frecuencia sé
encuentra dentro de un rango
determinado, denominado
banda de paso o banda pa-
sante
Las señales con fre
encias por fü
da de paso del filtro son eli
minadas. Los filtros de rech:
zo de banda, figura 10.14.
realizan la función contraria
es decir suprimen las señales
con frecuencias dentro de un
nado
(stopband), y de
señales restantes,
como los de re-
chazo de banda pueden ser
tros pasabanda
realizados combinando li
puestas de filtros pas
bajos y
pasaaltos, pero esto no siem:
Los filtros pasabanda, a su
vez, ali
cadores de RF, puede ser de
dos tipos: de banda estrech;
o de band: a. En la
gura 10.2 se comparan las res
puestas de frecuen
al que los amplil
bos tipos. Un filtro se consi
cuando la relación entre la fre
cuencia de corte superior, re-
presentada como 12 en el di
bujo, y L
nferior, representada como fl
circuitos electrónicos pueden
ser pasivos o activos, depen
diendo de si están realiz
exclusivamente a base de com
ponentes pasivos (resistencias.
condensadores y bob
utilizan, adicionalm
sitivos activos (transistores y
amplific
principalmente). Los filtros
pasivos se caracterizan pora!
presentan pérdidas, es decir la
cal de salida siempre es mo-
nas), 0
dispo
nor que la señal de entrada.
Además, no requieren de una
fuente de alimentación. Los
filtros activos, por su parte
proveen ganancia, y exigen
una fuente de alimentación.
Además, son más versátiles.
Una clasificación más ge
oral de los filtros es en pi
os. pasaaltos, pasal
y de supresiön de banda,
pendiendo de las bandas de
cuencia que bloguean o permi-
ten pasar. En la figura 10.1 se
muestran las curvas de respues-
ta de frecuencia generales co-
(o)
Figura 102
mn este capítulo, som los il
Un filtro pasal
ra 10.1a, suprime o atenúa las
señales con frecuencias por
encima de un cierto valor, la
mado frecuencia de corte, de
jando pasar únicamente las que
tienen frecuencias por debajo
de ese valor. Un filtro pasaal-
tos, por su parte, figura
10.1(b), solamente permite el
les cuy frecuen
cia se encuentra por encima de
la frecuencia de corte, elimi:
nando ls frecuencias restantes.
Un filtro pasabanda, fi
gura 10.1e, como su nomb)
lo indica, solamente deja pa
sar señales cuya frecuencia sé
encuentra dentro de un rango
determinado, denominado
banda de paso o banda pa-
sante
Las señales con fre
encias por fü
da de paso del filtro son eli
minadas. Los filtros de rech:
zo de banda, figura 10.14.
realizan la función contraria
es decir suprimen las señales
con frecuencias dentro de un
nado
(stopband), y de
señales restantes,
como los de re-
chazo de banda pueden ser
tros pasabanda
realizados combinando li
puestas de filtros pas
bajos y
pasaaltos, pero esto no siem:
Los filtros pasabanda, a su
vez, ali
cadores de RF, puede ser de
dos tipos: de banda estrech;
o de band: a. En la
gura 10.2 se comparan las res
puestas de frecuen
al que los amplil
bos tipos. Un filtro se consi
cuando la relación entre la fre
cuencia de corte superior, re-
presentada como 12 en el di
bujo, y L
nferior, representada como fl
estrecha cuando es inferior a
este valor. Por ejemplo. si la
frecuencia de corte inferior
{Des SOMHZ y I
superior (12) es de 200MH2,
200/50 = 4.
a filtro
de corte
entonces 12/1
Por tanto
det
se trata de
10.2 Parámetros de
los filtros
Los filtros se caracterizan me-
diante varios parámetros, sien
do los m
importantes la ban
da de paso, la banda de deten:
ción, la frecuencia de corte, la
velocidad de
tuación. el orden, la frecuencia
central, el ancho de banda y el
factor de
Las bandas de paso y de
respec
tivamente, al rango de frecuen:
cias que pueden pasar 0 no a
través de un determinado filo.
La frecuencia de corte, que re
presentaremos como fe, corres
ponde a la frontera entre am-
bas n
un filtro pasabajos con una fe
de IkHz
está representada por todas
las frecuencias entre 0 y
kHz, y la banda de de
siones. Por ejemplo, en
la banda de paso
por todas las frecuencias por
encima de IKHz.
La velocidad de aten
ción/acentuación indicaque tan
pronunciadas la disminucién o
Figura 10.30
el crecimiento de la señal des
pués de superarse o antes de al:
ccanzarse la frecuencia de cone,
figura 10.3, Se expre
mente en decibelios por octava
(AB/ociava) o decibelios por
la (AB/década)
ñ ode uno adiez (1:10)
or ejemplo, il frecuencia de
corte es 1OOKHZ, una década por
Aebajoes 1OKHz y una décudapo
La velocidad de atenua-
¡ón está relacio
nada con el orden del filtro. Un
filtro es de primer orden cuan-
dad de 6dB/
octava (20dB/década), de se-
do tiene una velo
gundo orden cuando tiene una
velocidad de 12dB/octava
(404B/década), y asf sucesiva:
mente, El Ejercicio 10.1 cla
rifica el uso de este concepto,
La frecuencia central, ap!
cada a filos pasabanda, y que
designaremos como fo. se refe
re, ala media geométrica delas
frecuencias de corte superior (2)
€ inferior (F1) del filtro. Esto es:
fo 2
este valor. Por ejemplo. si la
frecuencia de corte inferior
{Des SOMHZ y I
superior (12) es de 200MH2,
200/50 = 4.
a filtro
de corte
entonces 12/1
Por tanto
det
se trata de
10.2 Parámetros de
los filtros
Los filtros se caracterizan me-
diante varios parámetros, sien
do los m
importantes la ban
da de paso, la banda de deten:
ción, la frecuencia de corte, la
velocidad de
tuación. el orden, la frecuencia
central, el ancho de banda y el
factor de
Las bandas de paso y de
respec
tivamente, al rango de frecuen:
cias que pueden pasar 0 no a
través de un determinado filo.
La frecuencia de corte, que re
presentaremos como fe, corres
ponde a la frontera entre am-
bas n
un filtro pasabajos con una fe
de IkHz
está representada por todas
las frecuencias entre 0 y
kHz, y la banda de de
siones. Por ejemplo, en
la banda de paso
por todas las frecuencias por
encima de IKHz.
La velocidad de aten
ción/acentuación indicaque tan
pronunciadas la disminucién o
Figura 10.30
el crecimiento de la señal des
pués de superarse o antes de al:
ccanzarse la frecuencia de cone,
figura 10.3, Se expre
mente en decibelios por octava
(AB/ociava) o decibelios por
la (AB/década)
ñ ode uno adiez (1:10)
or ejemplo, il frecuencia de
corte es 1OOKHZ, una década por
Aebajoes 1OKHz y una décudapo
La velocidad de atenua-
¡ón está relacio
nada con el orden del filtro. Un
filtro es de primer orden cuan-
dad de 6dB/
octava (20dB/década), de se-
do tiene una velo
gundo orden cuando tiene una
velocidad de 12dB/octava
(404B/década), y asf sucesiva:
mente, El Ejercicio 10.1 cla
rifica el uso de este concepto,
La frecuencia central, ap!
cada a filos pasabanda, y que
designaremos como fo. se refe
re, ala media geométrica delas
frecuencias de corte superior (2)
€ inferior (F1) del filtro. Esto es:
fo 2
Para nuestro ejemplo, fl, _recerd atenuada a la salida por
fo y 12 son, respectivamente, un factor de 2, es deciren 34B.
ona de conce yann | 4KHZ, 8kHzy 16kHz, Portan- — Porestarazón, el punto cores
ganancia la bandade paso 10 | 10, B=I6KHZ-IKHZ=12KHz y — pondiente a la frecuencia de
(2048). Se aplica ala entada una | Q=8KH2/12kHz-0.67. Losfil- corte se denomina también
nca seno de 10H: y 100mV de | tros de banda ancha tienen va- “punto de -3dB”. Porejemplo,
amplitud, Determine lnamplitudde. | Jores de Qo relativamente ba- si R=IKQ y C=0.014 la fre
Bee jos, inferiores a2.5, mientras cuencia de corte del filtro es del
Ejercicio 10.1 Un fluo activo pa-
sabajos de tree orden tiene una
| respuesta. inv que los de banda ancha tienen orden de 16KHz.
valores de Qo relativamente
Sack. La fers dela sel | altos, mayores de 10. El fl A medida que lafrecuen-
oot sá po frac atrae. | (ro del ejemplo es, por tanto, cia de la señal de entrada se
aso elf y auna década porde- | orca a id de
EPicusezetaenefuns. | de bando ancha. acerca a cero, la amplitud de
ae la señal de salida es práctica
cran amkmasparsriacnu. | 10.3 Filtros pasabajos mente igual a la señal de en
46048 (ION veces)conrespectoa | Los filtros pasabajos, como trada, El circuito es un ejem-
tuna señal dela misma amplia den- | se explicó anteriormente, son — plo de filtro pasivo de primer
tro de la hunda de pas, digamos nd ee ee
Site Lana dre din | citcuitos que permiten el paso, orden. Por tanto, tiene una ve
TallulOduveiV-Portno lun. | Con o sin amplificación, de locidad de atenuación de
pltudrslae delasñade100mV/ | señales con frecuencias por 20dB/década (64B/octava)
00H sera 1V/1000=1m. debajo de la frecuencia de cor
kHz por encima de este valor. EI cuitos RLC mostrados en la
y la frecuencia de core supe- tipo máselemental de flo pa- figura 10.5, Todos son de
rio (12) es 16kHz, la frecuen- sabajosesel circuito RCmos- — gundo orden, es decir tienen
cia central, en kHz, es simple- — trado en la figura 10.4, pre- una pendiente o velocidad de
mente Jaraíz cuadrada dex16. viamente examinadoenelCa- atenuación de 12dB/octava
es decir 64 = kHz. pitulo 6 de este curso. En este (40dB/écada). Estos circuitos
caso, la frecuencia de corte _sedenominan en su orden fl.
El ancho de banda, que estádada por la fémula tres L, Ty por su parecido
representaremos como Bo BW,
es adiferencn entre lafecuen: to
dor (2) y la
ferior(fl). Siseaplica
Asimismo, el factor de select
mes Otros ejemplos de filtros
Por ejemplo, si:
ciade corte inferiores F
cia de corte su
En el caso particular del
ala entrada de filroen L de la figura 10.5(a),
ondasenocon las frecuencias altas producen
frecuencia de corte
este cireuito un
vidad, que representaremos una frecuencia igual a a fre- una caída de voltaje máxima
comoQo,eslarelaciénentrelacyencia decorte,lamismaapa- a través de la bobina (L) y mi-
frecuencia central (fo) y el an- nima através del condensador
cho de banda (B) Est es E vour (©). Para bajas frecuencias
Pe en ren sucede todo lo contrario. La
B=f2-f1 ne resistencia Rx evita que la
fuente de señal quede en cor
0-2 ra 104 Fr past RG 10 en condiciones de resonan
Bi pasabajos de primer order cia, sacrificando el factor de
fo y 12 son, respectivamente, un factor de 2, es deciren 34B.
ona de conce yann | 4KHZ, 8kHzy 16kHz, Portan- — Porestarazón, el punto cores
ganancia la bandade paso 10 | 10, B=I6KHZ-IKHZ=12KHz y — pondiente a la frecuencia de
(2048). Se aplica ala entada una | Q=8KH2/12kHz-0.67. Losfil- corte se denomina también
nca seno de 10H: y 100mV de | tros de banda ancha tienen va- “punto de -3dB”. Porejemplo,
amplitud, Determine lnamplitudde. | Jores de Qo relativamente ba- si R=IKQ y C=0.014 la fre
Bee jos, inferiores a2.5, mientras cuencia de corte del filtro es del
Ejercicio 10.1 Un fluo activo pa-
sabajos de tree orden tiene una
| respuesta. inv que los de banda ancha tienen orden de 16KHz.
valores de Qo relativamente
Sack. La fers dela sel | altos, mayores de 10. El fl A medida que lafrecuen-
oot sá po frac atrae. | (ro del ejemplo es, por tanto, cia de la señal de entrada se
aso elf y auna década porde- | orca a id de
EPicusezetaenefuns. | de bando ancha. acerca a cero, la amplitud de
ae la señal de salida es práctica
cran amkmasparsriacnu. | 10.3 Filtros pasabajos mente igual a la señal de en
46048 (ION veces)conrespectoa | Los filtros pasabajos, como trada, El circuito es un ejem-
tuna señal dela misma amplia den- | se explicó anteriormente, son — plo de filtro pasivo de primer
tro de la hunda de pas, digamos nd ee ee
Site Lana dre din | citcuitos que permiten el paso, orden. Por tanto, tiene una ve
TallulOduveiV-Portno lun. | Con o sin amplificación, de locidad de atenuación de
pltudrslae delasñade100mV/ | señales con frecuencias por 20dB/década (64B/octava)
00H sera 1V/1000=1m. debajo de la frecuencia de cor
kHz por encima de este valor. EI cuitos RLC mostrados en la
y la frecuencia de core supe- tipo máselemental de flo pa- figura 10.5, Todos son de
rio (12) es 16kHz, la frecuen- sabajosesel circuito RCmos- — gundo orden, es decir tienen
cia central, en kHz, es simple- — trado en la figura 10.4, pre- una pendiente o velocidad de
mente Jaraíz cuadrada dex16. viamente examinadoenelCa- atenuación de 12dB/octava
es decir 64 = kHz. pitulo 6 de este curso. En este (40dB/écada). Estos circuitos
caso, la frecuencia de corte _sedenominan en su orden fl.
El ancho de banda, que estádada por la fémula tres L, Ty por su parecido
representaremos como Bo BW,
es adiferencn entre lafecuen: to
dor (2) y la
ferior(fl). Siseaplica
Asimismo, el factor de select
mes Otros ejemplos de filtros
Por ejemplo, si:
ciade corte inferiores F
cia de corte su
En el caso particular del
ala entrada de filroen L de la figura 10.5(a),
ondasenocon las frecuencias altas producen
frecuencia de corte
este cireuito un
vidad, que representaremos una frecuencia igual a a fre- una caída de voltaje máxima
comoQo,eslarelaciénentrelacyencia decorte,lamismaapa- a través de la bobina (L) y mi-
frecuencia central (fo) y el an- nima através del condensador
cho de banda (B) Est es E vour (©). Para bajas frecuencias
Pe en ren sucede todo lo contrario. La
B=f2-f1 ne resistencia Rx evita que la
fuente de señal quede en cor
0-2 ra 104 Fr past RG 10 en condiciones de resonan
Bi pasabajos de primer order cia, sacrificando el factor de
(e) itr e
Figura 105 6
selectividad. En todos los ca.
sos, la frecuencia de corte está
Los filtros LC tipos T y
x son muy populares debido
a que pueden conectarse en
cascada para proporcionar un
ado de rechazo. En la
ra 10.6 se mues
ejemplo práctico de aplica:
ción de los mismos. El cir
cuito, denominado un
del
ea, rechaza señales de
cia por encima d
Seer on
cen la linea de poten:
AC, que son
tando que alcancen
equipos sensibles a
las mismas, Tam:
én impide que las
señales de alta fre-
po se propaguen a
través de la línea y
causen interferen:
cia en otros equi-
pos. Este tipo de
circuito puede ser
lo en cualquiera de las
fuentes de alimentación al
mentadas por AC discutidas
en el Capítulo 8,
En la figura 10.7 se
muestran varios ejemplos de
filtros pasaba
lizand
‘ope
des RC
el amplificador operacional
dor de voltaje. Por esta razón.
la ganancia es igual a la uni
dad. El filtro de la figura
10.7a es de primer orden
GdB/octava) y el de la figu
a 10.7(b) de te
18dB/octava).
Se pueden obtener fil
tros de más alto orden co:
nectando dos o más
nes en cascada, Pos
plo, un filtro de cuarto on
en cascada dos secciones de
segundo orden. La principal
desventaja de este circuitos
res de los componentes, los
jad en los valo-
Otra configuración de fil
tro activo pasabajos muy co-
min, que utiliza condensado-
res del mismo valor, es la mos-
rada en la figura 10.8. En esta
estructura de segundo orden,
denominada un filtro VCVS
de voltaje co
lada por voltaje, en |
un seguidor emi
‘ode fuen
gar de
sor, el ampli
ficador operacional esti con
figurado como un
nplifica
dornoinv
cia de dos (RI=R2). La fre
cuencia de corte se evalúa me
Figura 105 6
selectividad. En todos los ca.
sos, la frecuencia de corte está
Los filtros LC tipos T y
x son muy populares debido
a que pueden conectarse en
cascada para proporcionar un
ado de rechazo. En la
ra 10.6 se mues
ejemplo práctico de aplica:
ción de los mismos. El cir
cuito, denominado un
del
ea, rechaza señales de
cia por encima d
Seer on
cen la linea de poten:
AC, que son
tando que alcancen
equipos sensibles a
las mismas, Tam:
én impide que las
señales de alta fre-
po se propaguen a
través de la línea y
causen interferen:
cia en otros equi-
pos. Este tipo de
circuito puede ser
lo en cualquiera de las
fuentes de alimentación al
mentadas por AC discutidas
en el Capítulo 8,
En la figura 10.7 se
muestran varios ejemplos de
filtros pasaba
lizand
‘ope
des RC
el amplificador operacional
dor de voltaje. Por esta razón.
la ganancia es igual a la uni
dad. El filtro de la figura
10.7a es de primer orden
GdB/octava) y el de la figu
a 10.7(b) de te
18dB/octava).
Se pueden obtener fil
tros de más alto orden co:
nectando dos o más
nes en cascada, Pos
plo, un filtro de cuarto on
en cascada dos secciones de
segundo orden. La principal
desventaja de este circuitos
res de los componentes, los
jad en los valo-
Otra configuración de fil
tro activo pasabajos muy co-
min, que utiliza condensado-
res del mismo valor, es la mos-
rada en la figura 10.8. En esta
estructura de segundo orden,
denominada un filtro VCVS
de voltaje co
lada por voltaje, en |
un seguidor emi
‘ode fuen
gar de
sor, el ampli
ficador operacional esti con
figurado como un
nplifica
dornoinv
cia de dos (RI=R2). La fre
cuencia de corte se evalúa me
10.4 Filtros pasaaltos
Los filos pasualtos, como se
explicó previamente, soncircui
tos que permiten el paso, con o
de señales
sin amplificación,
con frecuencias por encima de
la frecuencia de corte y atenúan
este valor, El tipo más elemen-
tal de filtro altos es el cireuito
RC mostrado en la figura 109,
vamente, Ia frecuencia de corte
está dada por la fórmula.
Si se aplica a la entrada de
este cireuito una onda seno con
una frecuencia igual a la fre-
a de cont, la misma apa-
la salida por
un factor de 2,es decir en 3dB.
Porestarazón, el punto corres-
pondiente a la frecuencia de
corte se denomina también
punto de -3dB”. Porejemplo,
cia de la sel
acerca a infinito, la amplitud
de la señal de salida es prácti-
camente igual a la señal de en
trada, El circuito es otro ejem-
plo de filtro pasivo de primer
‘orden, Por tanto, tiene una ve-
si
cr
Entrada
à '
() Fito de tercer orden
Ring
Entrada le 02
Figura 10.7 Conti
locidad de atenuación de
204B/década (GdB/octava).
tros pa:
Otros ejemplos de
saaltos pasivos son los cireui-
tos RLC tipos L, T y # n
rados en la figura 10.10. To:
dos son de segundo orden, es
decir tienen una pendiente o
velocidad de atenuación de
12dB/octava (404B/década)
Todos estos circuitos, al igual
que los pasabajos correspon:
dientes, deben ser conectados
a cargas de alta impedancia
para operar correctamer
En el caso particular del
filtro en L de la figura
10.10(a), las frecuencias bajas
producen una caída de volta
máxima a través del condensa-
dor (C) y minima a través de
la bobina (L). Para altas fre-
cuencias sucede todo lo contra
rio. La resistencia Rx evita que
Ta fuente de señal quede en cor
10 en condiciones de resonan-
cia, sacrificando el factor de se
ee
> ‘Salida
qs
Figura 10.8 Fito activo pasate;
—
w vo
A
Figura 103 Confguració tp
lectividad. En todos los casos,
la frecuencia de corte está dada
por la formula clásica
1
to
En la figura 10.11 se
muestran varios ejemplos de
filtros paszaltos
zando amplificadores opera:
vos utili
Los filos pasualtos, como se
explicó previamente, soncircui
tos que permiten el paso, con o
de señales
sin amplificación,
con frecuencias por encima de
la frecuencia de corte y atenúan
este valor, El tipo más elemen-
tal de filtro altos es el cireuito
RC mostrado en la figura 109,
vamente, Ia frecuencia de corte
está dada por la fórmula.
Si se aplica a la entrada de
este cireuito una onda seno con
una frecuencia igual a la fre-
a de cont, la misma apa-
la salida por
un factor de 2,es decir en 3dB.
Porestarazón, el punto corres-
pondiente a la frecuencia de
corte se denomina también
punto de -3dB”. Porejemplo,
cia de la sel
acerca a infinito, la amplitud
de la señal de salida es prácti-
camente igual a la señal de en
trada, El circuito es otro ejem-
plo de filtro pasivo de primer
‘orden, Por tanto, tiene una ve-
si
cr
Entrada
à '
() Fito de tercer orden
Ring
Entrada le 02
Figura 10.7 Conti
locidad de atenuación de
204B/década (GdB/octava).
tros pa:
Otros ejemplos de
saaltos pasivos son los cireui-
tos RLC tipos L, T y # n
rados en la figura 10.10. To:
dos son de segundo orden, es
decir tienen una pendiente o
velocidad de atenuación de
12dB/octava (404B/década)
Todos estos circuitos, al igual
que los pasabajos correspon:
dientes, deben ser conectados
a cargas de alta impedancia
para operar correctamer
En el caso particular del
filtro en L de la figura
10.10(a), las frecuencias bajas
producen una caída de volta
máxima a través del condensa-
dor (C) y minima a través de
la bobina (L). Para altas fre-
cuencias sucede todo lo contra
rio. La resistencia Rx evita que
Ta fuente de señal quede en cor
10 en condiciones de resonan-
cia, sacrificando el factor de se
ee
> ‘Salida
qs
Figura 10.8 Fito activo pasate;
—
w vo
A
Figura 103 Confguració tp
lectividad. En todos los casos,
la frecuencia de corte está dada
por la formula clásica
1
to
En la figura 10.11 se
muestran varios ejemplos de
filtros paszaltos
zando amplificadores opera:
vos utili
ER
A KC Etodosloscasos ela anterior se supera utiliza
À viñstoropencioniónaco. do una configuración def
Entrada a taje. Por esta razón, | voltaje controlada por volta
| Seine Bat je cómo misado ol
im de la figura TO.1la es de Tigura 10.12 La Frecuencia
sei gars 1110) de Le guene formal
eletgeraloatodies 014
Cerone blot)
riores para los
de más alto orden cones tos
do dos o más secciones en la notable simetría que exis
cascada, Por ejemplo, un fil- te entre ambas estructut
tro de quinto orden se obtie- Esta simetría es 4
Note
Se pueden obtener filtros cripcionesa
filiros pasabajos y pas
evide
ne conectando en cascada una — y útil que, normalmente, para
una de tercer orden. De nuc- pasaaltos, se recurre
«ción de segundo orden y diseñar un determinado filtro
n pri
vo, la principal desventaja de mer lugar a un modelo nor
ado de filtro pasabajos
este circuitos es que los valo- n
res de los condensadores son — y luego se transforma dicho
odelo en el filtro pasaaltos
definitivo.
Figura 10.10 Configuraciones todos diferentes y no siempre —
10.5 Filtros
pasabanda
Los filtros pasabanda, como
este capítulo, son circuitos
na que permiten el paso de se
ñales con frecuencias dentro
de un determinado ra
mi
ta SL
(©) Ftro de segundo orden (6) Fo de tercer orden
Fura 10.11 Configuraciones picas de iros pasasios actwos de ganancia unitaria
A KC Etodosloscasos ela anterior se supera utiliza
À viñstoropencioniónaco. do una configuración def
Entrada a taje. Por esta razón, | voltaje controlada por volta
| Seine Bat je cómo misado ol
im de la figura TO.1la es de Tigura 10.12 La Frecuencia
sei gars 1110) de Le guene formal
eletgeraloatodies 014
Cerone blot)
riores para los
de más alto orden cones tos
do dos o más secciones en la notable simetría que exis
cascada, Por ejemplo, un fil- te entre ambas estructut
tro de quinto orden se obtie- Esta simetría es 4
Note
Se pueden obtener filtros cripcionesa
filiros pasabajos y pas
evide
ne conectando en cascada una — y útil que, normalmente, para
una de tercer orden. De nuc- pasaaltos, se recurre
«ción de segundo orden y diseñar un determinado filtro
n pri
vo, la principal desventaja de mer lugar a un modelo nor
ado de filtro pasabajos
este circuitos es que los valo- n
res de los condensadores son — y luego se transforma dicho
odelo en el filtro pasaaltos
definitivo.
Figura 10.10 Configuraciones todos diferentes y no siempre —
10.5 Filtros
pasabanda
Los filtros pasabanda, como
este capítulo, son circuitos
na que permiten el paso de se
ñales con frecuencias dentro
de un determinado ra
mi
ta SL
(©) Ftro de segundo orden (6) Fo de tercer orden
Fura 10.11 Configuraciones picas de iros pasasios actwos de ganancia unitaria
cuito. Los valores de los com:
la ponentes se evalúan a partir
: c[e
AH N | sata a
Re En -
+ = R2
Fe Za Para
Omen + =
Aib=, 2A _
20° -Ar
rededor dela frecuencia cen- pasaaltos y una pasabajos), siendo Q-fo/Bel factor de
tral y rechazan las señales las cuales se diseñan indivi. selectividad, B el ancho de
con frecuencias por fi dualmente y luego se conec- banda y Ao la ganancia a la
tan en cascada, frecuencia central. Esta última
no debe ser mayor de 20°. El
ejercicio 10.2 aclara el uso de
estas fórmulas,
o. Existen
trategias para obtener filtros.
pasabanda, tanto p:
como activos. En es
ción nos referiremos exclu- ciones prácticas comunes de
sivamente a filtros pasaban- filtros activos pasabanda. El EI filtro pasabanda de
nque muchos circuito de la figura dobleamplificador (DABP)
de los conceptos esbozados — 10.14(a). en particular, se de la figura 10.14b, ad
son también aplicables a fil- denomina un filtro de reali- de su buen desempeño,
ntación múltiple o racteriza porque el factor de
MEBP. Esta estructura hace selectividad (Q) es dir
0 de filtros de — uso de un amplificador ope- mente proporcional a RI y
cha, donde la rela- racionalen configuración in- esta última no afecta la fre.
frecuencia de versora con varias trayecto- cuencia central. Por tanto,
corte superior (£2) y la fre- rias de realimentación. Se haciendo RI variable es po-
cuencia de corte inferior (f1) utiliza principalmente para sible ajustar el Q dentro de un
de la banda de paso es ma- aplicaciones de banda ancha, — amplio rango.
yor de dos, es decir más de es decir de bajo (Q<10)
una octava, es posible obte Finalmente, el filtro de
ner la respuesta de frecuen El divisor de voltaje for- estado variable de la fi
superponiendo mado por Rla y RIb controla — 10.14e, se caracteriza princi
un filtro pa
da activos,
En el c
banda
cia desea
las respuestas de inancia de voltaje del cit- pa
sabajos con frecuencia de
corte en (2 y de un filtro pa
saaltos con frecuencia de
corte en FI. Esta situación se
ilustra en la figura 10.13. En
otras palabras, el filtro se di
la ponentes se evalúan a partir
: c[e
AH N | sata a
Re En -
+ = R2
Fe Za Para
Omen + =
Aib=, 2A _
20° -Ar
rededor dela frecuencia cen- pasaaltos y una pasabajos), siendo Q-fo/Bel factor de
tral y rechazan las señales las cuales se diseñan indivi. selectividad, B el ancho de
con frecuencias por fi dualmente y luego se conec- banda y Ao la ganancia a la
tan en cascada, frecuencia central. Esta última
no debe ser mayor de 20°. El
ejercicio 10.2 aclara el uso de
estas fórmulas,
o. Existen
trategias para obtener filtros.
pasabanda, tanto p:
como activos. En es
ción nos referiremos exclu- ciones prácticas comunes de
sivamente a filtros pasaban- filtros activos pasabanda. El EI filtro pasabanda de
nque muchos circuito de la figura dobleamplificador (DABP)
de los conceptos esbozados — 10.14(a). en particular, se de la figura 10.14b, ad
son también aplicables a fil- denomina un filtro de reali- de su buen desempeño,
ntación múltiple o racteriza porque el factor de
MEBP. Esta estructura hace selectividad (Q) es dir
0 de filtros de — uso de un amplificador ope- mente proporcional a RI y
cha, donde la rela- racionalen configuración in- esta última no afecta la fre.
frecuencia de versora con varias trayecto- cuencia central. Por tanto,
corte superior (£2) y la fre- rias de realimentación. Se haciendo RI variable es po-
cuencia de corte inferior (f1) utiliza principalmente para sible ajustar el Q dentro de un
de la banda de paso es ma- aplicaciones de banda ancha, — amplio rango.
yor de dos, es decir más de es decir de bajo (Q<10)
una octava, es posible obte Finalmente, el filtro de
ner la respuesta de frecuen El divisor de voltaje for- estado variable de la fi
superponiendo mado por Rla y RIb controla — 10.14e, se caracteriza princi
un filtro pa
da activos,
En el c
banda
cia desea
las respuestas de inancia de voltaje del cit- pa
sabajos con frecuencia de
corte en (2 y de un filtro pa
saaltos con frecuencia de
corte en FI. Esta situación se
ilustra en la figura 10.13. En
otras palabras, el filtro se di
en. L
as ze Sala
a
Aw
eo
ne tt
(0) Pasabanda de doble
+ ampifeader
(e) Pasadanda de estado variable (0<200)
Figura 10.14 Configuraciones a
tructura MFHP de la figur:
10.140, determine los valores de
‘Componentes necesarios para ob-
tener un filtro pasabanda activo
con una frecuencia central d
kHz, un ancho de banda de
100Hz y una ganancia de 3048.
(92 veces) Asıma arbitrariamen-
te CINE
Respuestas. — R2=31.8k0,
Ra=500 0, RIb=2.7 MQ
Solución. En este caso fo= kHz
y B=100Hz. Por ano, Qo=f0/B
1000/1010 (<20). Puesto que
(C=0.1LF,entonees:
R2 (9) = 10/(3.14x1%0.1)
3180,
Rla KG) = 31 82x32) = OK
“Ejercicio 102 Uilizando la
lidad, puesto que permite con.
volar independientemente la
fred
lectividad. Algunos circuitos
integrados, como el MF10 de
National, ofrecen una o dos
secciones de filtros d
neia y del factor de se
variable cuyos parámetros (fo,
Q y ganancia) pueden ser [4
cilmente controlados median-
te resiste
las externas,
10.6 Filtros
supresores
de banda
Los filtros supresores o de re-
chazo de banda, como sabe
mos, bloquean el paso de señ-
les con frecuencias dentro de un
determinado rango y permiten
el paso de las señales con fre
as por fuera de ese ran-
En el caso de diseños de
banda ancha, con frecuencias de
conte separadas por más de una
ipo de filtros pue:
den ser construidos utilizando la
combi
octava, est
ción de filtros pasaba-
jos y pasaaltos indicada en la
figura 10.15, es decir conectan:
dolası
itradas en paralelo y su-
‘mando las señales de salida co-
rrespondientes. Lo importante
es que cada filtro tenga una su.
ficiente relación derechazo para
impedir que se combinen la sa
lid
del pasabajos y del pasaaltos de-
terminan, respectivamente, las
frecuencias de corte inferior y
superior del filtro.
s. Las frecuencias de corte
En el caso de diseños de
bandaestrecha, puede
se cualquiera de las config
raciones mostradas en la figu
a 10.16. El circuito de la
gura 10.16(a) se bas
lización de dos redes RC tipo
T'en el lazo de realimentación
del oper
como amplificador inversor.
Note que la señal de salida se
nta la entrada del cir
‚cional, conectado
euito a través de R2 y que la
sel strada se aplica a la
red T a través de RI antes de
ser amplificada.
de
Figura 10.15 E
as ze Sala
a
Aw
eo
ne tt
(0) Pasabanda de doble
+ ampifeader
(e) Pasadanda de estado variable (0<200)
Figura 10.14 Configuraciones a
tructura MFHP de la figur:
10.140, determine los valores de
‘Componentes necesarios para ob-
tener un filtro pasabanda activo
con una frecuencia central d
kHz, un ancho de banda de
100Hz y una ganancia de 3048.
(92 veces) Asıma arbitrariamen-
te CINE
Respuestas. — R2=31.8k0,
Ra=500 0, RIb=2.7 MQ
Solución. En este caso fo= kHz
y B=100Hz. Por ano, Qo=f0/B
1000/1010 (<20). Puesto que
(C=0.1LF,entonees:
R2 (9) = 10/(3.14x1%0.1)
3180,
Rla KG) = 31 82x32) = OK
“Ejercicio 102 Uilizando la
lidad, puesto que permite con.
volar independientemente la
fred
lectividad. Algunos circuitos
integrados, como el MF10 de
National, ofrecen una o dos
secciones de filtros d
neia y del factor de se
variable cuyos parámetros (fo,
Q y ganancia) pueden ser [4
cilmente controlados median-
te resiste
las externas,
10.6 Filtros
supresores
de banda
Los filtros supresores o de re-
chazo de banda, como sabe
mos, bloquean el paso de señ-
les con frecuencias dentro de un
determinado rango y permiten
el paso de las señales con fre
as por fuera de ese ran-
En el caso de diseños de
banda ancha, con frecuencias de
conte separadas por más de una
ipo de filtros pue:
den ser construidos utilizando la
combi
octava, est
ción de filtros pasaba-
jos y pasaaltos indicada en la
figura 10.15, es decir conectan:
dolası
itradas en paralelo y su-
‘mando las señales de salida co-
rrespondientes. Lo importante
es que cada filtro tenga una su.
ficiente relación derechazo para
impedir que se combinen la sa
lid
del pasabajos y del pasaaltos de-
terminan, respectivamente, las
frecuencias de corte inferior y
superior del filtro.
s. Las frecuencias de corte
En el caso de diseños de
bandaestrecha, puede
se cualquiera de las config
raciones mostradas en la figu
a 10.16. El circuito de la
gura 10.16(a) se bas
lización de dos redes RC tipo
T'en el lazo de realimentación
del oper
como amplificador inversor.
Note que la señal de salida se
nta la entrada del cir
‚cional, conectado
euito a través de R2 y que la
sel strada se aplica a la
red T a través de RI antes de
ser amplificada.
de
Figura 10.15 E
El potenciómetro R7 pe <
mite realizar el ajuste fino del
punto exacto de anulación
Esta estructura provee un alto n
factor de selectividad. Sin em:
es muy sensible a lato
lerancia de los componentes
Otra config
elaborada de filtro supresor de
banda, fácilmente sintonizable,
es la mostrada en la figura
10.16(b). En este caso, la in
limentación
positiva incrementa dramática
mente el factor de selectividad
Q. Note que ICI e 1C2 operan
como seguidores de voltaje y
que parte de la señal de salida ENTRADA
de ICI se alimenta a la parte
mela T
inferior de la red
El potenciómetro R7 per
mite controlar la cantidad de — ®
realimentación positiva, y por
tanto el Q. Este último es mi
nimo,del orden de 0.24, con R a
en su posición minima y máxi CU
mo, del orden de 8, con R7 en X
su posición máxima. La fre
cuencia central puede ser ajus-
tada ligeramente con R3. El tr S
immer R6 permite realizar ajus e o.caur
tes finos de la mism: x
e cap SALIDA
ss particulars de a
ENTRADA
Buerwort, C r
Los filtros Butter
x Figura 10.16 Configura Ins de tr esores dk
? anda. (a) on realmentacion en paralelo. (2) De doble Y
mite realizar el ajuste fino del
punto exacto de anulación
Esta estructura provee un alto n
factor de selectividad. Sin em:
es muy sensible a lato
lerancia de los componentes
Otra config
elaborada de filtro supresor de
banda, fácilmente sintonizable,
es la mostrada en la figura
10.16(b). En este caso, la in
limentación
positiva incrementa dramática
mente el factor de selectividad
Q. Note que ICI e 1C2 operan
como seguidores de voltaje y
que parte de la señal de salida ENTRADA
de ICI se alimenta a la parte
mela T
inferior de la red
El potenciómetro R7 per
mite controlar la cantidad de — ®
realimentación positiva, y por
tanto el Q. Este último es mi
nimo,del orden de 0.24, con R a
en su posición minima y máxi CU
mo, del orden de 8, con R7 en X
su posición máxima. La fre
cuencia central puede ser ajus-
tada ligeramente con R3. El tr S
immer R6 permite realizar ajus e o.caur
tes finos de la mism: x
e cap SALIDA
ss particulars de a
ENTRADA
Buerwort, C r
Los filtros Butter
x Figura 10.16 Configura Ins de tr esores dk
? anda. (a) on realmentacion en paralelo. (2) De doble Y
Experimento 10.1
Analisis y diseno de
filtros activos
Objetivos
1.Examinar cuanttativamen-
1 comportamiento de un
0 activo pasabajos y de
[
un filtro activo pasaaltos de
undo orden.
iliarizarse con las t6e-
de diseño de filtros ac
tivos de segundo orden,
3. Aprendera realizar filtros de
banda ancha pasabanda y de
rechazo de banda
Generador
Conceptos
preliminares
En este experimento compro-
ente la
operación de dos filtro activos
de segundo orden tipo VCVS,
uno pasubajos y el otro pasaal
tos, realizados con a
dores operacionales y redes pa
sivas RC. En las figuras 1 y 2
se muestr
circuitos prácticos correspon-
en su orden, los
costa Entrada os
on
WS
‘
vento WE ie ‘i
de amertacion
‘Oselosaoni6
Figur 1 Fitro active pasabajos experimental de 1KM2
dientes y la conexión de os ins
trumentos de prucha utilizados.
en cada caso. La lista de mate-
os se relaciona en
rialesnece:
Los valores de los compo-
nentes pasivos (resistencias y
condensadores) han sido se-
leccionados para producir fre-
cuencias de corte del orden de
IKH7 para el pasabajos y
Osciloscopio
Analisis y diseno de
filtros activos
Objetivos
1.Examinar cuanttativamen-
1 comportamiento de un
0 activo pasabajos y de
[
un filtro activo pasaaltos de
undo orden.
iliarizarse con las t6e-
de diseño de filtros ac
tivos de segundo orden,
3. Aprendera realizar filtros de
banda ancha pasabanda y de
rechazo de banda
Generador
Conceptos
preliminares
En este experimento compro-
ente la
operación de dos filtro activos
de segundo orden tipo VCVS,
uno pasubajos y el otro pasaal
tos, realizados con a
dores operacionales y redes pa
sivas RC. En las figuras 1 y 2
se muestr
circuitos prácticos correspon-
en su orden, los
costa Entrada os
on
WS
‘
vento WE ie ‘i
de amertacion
‘Oselosaoni6
Figur 1 Fitro active pasabajos experimental de 1KM2
dientes y la conexión de os ins
trumentos de prucha utilizados.
en cada caso. La lista de mate-
os se relaciona en
rialesnece:
Los valores de los compo-
nentes pasivos (resistencias y
condensadores) han sido se-
leccionados para producir fre-
cuencias de corte del orden de
IKH7 para el pasabajos y
Osciloscopio
OkHz para el pasaaltos, asi mentos (fuente, generadory | Materiales necesarios.
como una respuesta de fre- osciloscopio)en la forma in:
¡encia máximament a dicada).Seasumequeellec- Bestetenelas (AW)
€ sento dicada). Se asume que ellec- Fe po
dentro de la banda de paso. Por tor esta familiarizado con el Re)
a última razón, ambos son uso de estos equipos. Verla 2. 91ka na.n7)
= i ‘Condenssadores (cerámicos)
filtros Butterworth, sección de Electrónica Songone ies Gor
Práctica para cualquier — 2 de 0.001uF (C3, C4)
Para obtenerel tipo deres- — duda al respecto. Circuits integrados
puesta anterior con la configu- cd
ración VCVS utilizada se re enerador | Instrumentos
quiere que la ganancia de la Ja salida de onda seno y ob- 1 Oscioscop de abe tazo
banda pasante sezaproximada- tengaunaseñal de IKH con | M 0 sum
la 1.586. En ambos una amplitud de 2Vp sin ni- | amplus yreeuenda varado
la frecuencia de corte vel DC. Calibre el oscilos- | (20 te 0 super)
nancia de la banda copio en el modo de acopl: de rie) ol A
(100 mA o superior)
pasante(K) se evaldan median- miento AC y ajuste los cor
troles de base de tiempo. [OMR
3 sensibilidad vertical, nivel, OO onen
ete. de cada canal de modo
fe
bahia que tanto la señal de entrada de la señal de salida del fil-
del filtro (ViLP, canal 1) tro (Vomax) a la frecuencia
K=1+ E como lade salida (VOLP.ca- — más baja posible y dividión
nal 2) del mismo sean per- dola por la amplitud de la
Enel caso del filo pası- fectamente visibles. señal de entrada (Vi.
bajos dela figura 1, R=15kQ
esel valor común de resisten- 3. Sinalterarla amplitud, varíe En muestro caso, obtuvi
cia de RI y R2, mientras que Jentamentela frecuencia dels mos Vomax=3.2Vp y Vi=2Vp
C=0.01pF es el valor común — señal de salida del generador para una frecuencia de LH.
de capacitancia de Cl y C2. — desdesu valormínimo,diga- Por tanto, K=1.6. Este valor
Asimismo, RÉ=R3 (9.1KQ) y — mos 1 Hz, hasta su valor esta muy cerca del esperado
Ri=R4, En el caso del filtro — máximo, digamos 100 kHz. . teóricamente (1.586). La di
pasaaltos de la figura 2. — Observeloquesucedeconta ferenein es atribuible a las
R=15KOes el valorcomúnde — amplitud de la señal de sali- tolerancia de R3 y R4 . Us
resistencia de RS y RG, mien- da del filtro (VOLP) d debe obtener un resulta
tras que C=0.001LF es el va lo similar
Jor común de capacitancia de ard que esta última
C3 y CA. Asimismo, RÍ=R7 prícticamente no cambia den- 5. Sin alterar la amplitud, de
(O.1kQ) y RisRS (15K), tro deunamplio rango por de- termine la frecuencia de
bajode IKHzy comienzaadis corte (fe) variando la fre-
Procedimiento minuir a partir de entonces, ex- — cuencia dela señal de salida
1. Inicialmente verificaremos tinguiéndose alas frecuencias. del generador hasta encon
¡ón del filto pasa:
ajos de la figura 1. Arme
este cireuito sobre el proto:
trar el punto donde la
tud de
filtro (Vo) se reduce al 70%
mpli-
señal de salida del
board y conecte los instru- diendo la amplitud máxima de su valor máximo.
como una respuesta de fre- osciloscopio)en la forma in:
¡encia máximament a dicada).Seasumequeellec- Bestetenelas (AW)
€ sento dicada). Se asume que ellec- Fe po
dentro de la banda de paso. Por tor esta familiarizado con el Re)
a última razón, ambos son uso de estos equipos. Verla 2. 91ka na.n7)
= i ‘Condenssadores (cerámicos)
filtros Butterworth, sección de Electrónica Songone ies Gor
Práctica para cualquier — 2 de 0.001uF (C3, C4)
Para obtenerel tipo deres- — duda al respecto. Circuits integrados
puesta anterior con la configu- cd
ración VCVS utilizada se re enerador | Instrumentos
quiere que la ganancia de la Ja salida de onda seno y ob- 1 Oscioscop de abe tazo
banda pasante sezaproximada- tengaunaseñal de IKH con | M 0 sum
la 1.586. En ambos una amplitud de 2Vp sin ni- | amplus yreeuenda varado
la frecuencia de corte vel DC. Calibre el oscilos- | (20 te 0 super)
nancia de la banda copio en el modo de acopl: de rie) ol A
(100 mA o superior)
pasante(K) se evaldan median- miento AC y ajuste los cor
troles de base de tiempo. [OMR
3 sensibilidad vertical, nivel, OO onen
ete. de cada canal de modo
fe
bahia que tanto la señal de entrada de la señal de salida del fil-
del filtro (ViLP, canal 1) tro (Vomax) a la frecuencia
K=1+ E como lade salida (VOLP.ca- — más baja posible y dividión
nal 2) del mismo sean per- dola por la amplitud de la
Enel caso del filo pası- fectamente visibles. señal de entrada (Vi.
bajos dela figura 1, R=15kQ
esel valor común de resisten- 3. Sinalterarla amplitud, varíe En muestro caso, obtuvi
cia de RI y R2, mientras que Jentamentela frecuencia dels mos Vomax=3.2Vp y Vi=2Vp
C=0.01pF es el valor común — señal de salida del generador para una frecuencia de LH.
de capacitancia de Cl y C2. — desdesu valormínimo,diga- Por tanto, K=1.6. Este valor
Asimismo, RÉ=R3 (9.1KQ) y — mos 1 Hz, hasta su valor esta muy cerca del esperado
Ri=R4, En el caso del filtro — máximo, digamos 100 kHz. . teóricamente (1.586). La di
pasaaltos de la figura 2. — Observeloquesucedeconta ferenein es atribuible a las
R=15KOes el valorcomúnde — amplitud de la señal de sali- tolerancia de R3 y R4 . Us
resistencia de RS y RG, mien- da del filtro (VOLP) d debe obtener un resulta
tras que C=0.001LF es el va lo similar
Jor común de capacitancia de ard que esta última
C3 y CA. Asimismo, RÍ=R7 prícticamente no cambia den- 5. Sin alterar la amplitud, de
(O.1kQ) y RisRS (15K), tro deunamplio rango por de- termine la frecuencia de
bajode IKHzy comienzaadis corte (fe) variando la fre-
Procedimiento minuir a partir de entonces, ex- — cuencia dela señal de salida
1. Inicialmente verificaremos tinguiéndose alas frecuencias. del generador hasta encon
¡ón del filto pasa:
ajos de la figura 1. Arme
este cireuito sobre el proto:
trar el punto donde la
tud de
filtro (Vo) se reduce al 70%
mpli-
señal de salida del
board y conecte los instru- diendo la amplitud máxima de su valor máximo.
En nuestro caso, lo ante
rior equivale a una amplitud.
de 0.7x3.2=2.2V. El punto co-
rrespondiente fue fe=1.2
KHz. Este valor está muy cer-
a del esperado teóricamente
(1 KHz). La diferencia es atri-
buible alas tolerancias de Ri.
R2, Cl y C2.
6. Sin alterarla amplitud, deter
mine la pendiente de caída
en dB/octava, que desigs
mos como “3”,
amplitud de la
del filtro en el punto de fre
cuencia ubicado una octava
(eldoble) poreneima de la fre
cuencia de corte
ola en decibelios con la am-
plitud maxim:
desalida
Esto es:
Vo@2fe
Vomax
à = 20log
En esta expresiôn, Des la
pendiente del filtro en dB/oc-
ava, Vo@2e la amplitud de
a señal de salida al doble de
deseñales_ Entrada
la frecuencia de corte y Vomax
la amplitud de la misma a ba-
i
caso, como fe=1.2KHz, una
frecuencias. En nuestro
‘octava por encima correspon-
de a 2.4kHz. En este punto, el
valor medido de Vo fue
Vo@2fe =0.8V. Por tanto.
como Vomax=3.2V, entonces
Af=20109(0,8/3.2) = 124B/oc-
tava. Este valor corresponde
exactamente
ricamente (12dB/octava)
se trata de un filtro
de segundo orden.
puesto qu
remos la ope:
ración del filtro pasaaltos de
la figura 1. Arme este circui
to sobre el protoboard y co-
necte los instrumentos en la
forma indicada.
8. Repita el paso 2 con una
‘onda seno de 10 kHz, 2Vp.
amos 100KHz, hasta su va
lor mínimo, digamos 1 Hz
Qué sw
tud de la señal de salida del
filtro (VoLP)
ede con la ampl
10. Repi
para determinar, en su or
den, K, fey d, Evalúe Ka
la frecuencia más alta po:
sible y da la frecuencia
ubicada una octava por de
bajo (la mitad) de fe. En
nuestro caso obtuvimos
1.6, fe=lIkHz y
2dB/octava. Usted
ebe obtener resultados si
milares. Derive sus propias
conclusiones.
à los pasos 4, 5 y 6
11. Por último, aplique los
conocimientos adquiridos
para realizar con ambos fil-
tros un filtro pasabanda y
un filtro supresor de banda
con frecuencias de corte en
TkHz y 1OKHz. Re:
modif
rior equivale a una amplitud.
de 0.7x3.2=2.2V. El punto co-
rrespondiente fue fe=1.2
KHz. Este valor está muy cer-
a del esperado teóricamente
(1 KHz). La diferencia es atri-
buible alas tolerancias de Ri.
R2, Cl y C2.
6. Sin alterarla amplitud, deter
mine la pendiente de caída
en dB/octava, que desigs
mos como “3”,
amplitud de la
del filtro en el punto de fre
cuencia ubicado una octava
(eldoble) poreneima de la fre
cuencia de corte
ola en decibelios con la am-
plitud maxim:
desalida
Esto es:
Vo@2fe
Vomax
à = 20log
En esta expresiôn, Des la
pendiente del filtro en dB/oc-
ava, Vo@2e la amplitud de
a señal de salida al doble de
deseñales_ Entrada
la frecuencia de corte y Vomax
la amplitud de la misma a ba-
i
caso, como fe=1.2KHz, una
frecuencias. En nuestro
‘octava por encima correspon-
de a 2.4kHz. En este punto, el
valor medido de Vo fue
Vo@2fe =0.8V. Por tanto.
como Vomax=3.2V, entonces
Af=20109(0,8/3.2) = 124B/oc-
tava. Este valor corresponde
exactamente
ricamente (12dB/octava)
se trata de un filtro
de segundo orden.
puesto qu
remos la ope:
ración del filtro pasaaltos de
la figura 1. Arme este circui
to sobre el protoboard y co-
necte los instrumentos en la
forma indicada.
8. Repita el paso 2 con una
‘onda seno de 10 kHz, 2Vp.
amos 100KHz, hasta su va
lor mínimo, digamos 1 Hz
Qué sw
tud de la señal de salida del
filtro (VoLP)
ede con la ampl
10. Repi
para determinar, en su or
den, K, fey d, Evalúe Ka
la frecuencia más alta po:
sible y da la frecuencia
ubicada una octava por de
bajo (la mitad) de fe. En
nuestro caso obtuvimos
1.6, fe=lIkHz y
2dB/octava. Usted
ebe obtener resultados si
milares. Derive sus propias
conclusiones.
à los pasos 4, 5 y 6
11. Por último, aplique los
conocimientos adquiridos
para realizar con ambos fil-
tros un filtro pasabanda y
un filtro supresor de banda
con frecuencias de corte en
TkHz y 1OKHz. Re:
modif
Capitulo 11
Osciladores
11.1 Qué son los osciladores
11.2 Osciladores de onda seno
11.3 Osciladores LC con transistores
11.4 Osciladores a cristal
11.5 Osciladores RC con operacionales
11.6 Osciladores no sinusoidales
11.7 Osciladores controlados por voltaje (VCOs)
11.8 Lazos de amarre de fase (PLLs)
11.9 Generadores de formas de onda integrados
Osciladores
11.1 Qué son los osciladores
11.2 Osciladores de onda seno
11.3 Osciladores LC con transistores
11.4 Osciladores a cristal
11.5 Osciladores RC con operacionales
11.6 Osciladores no sinusoidales
11.7 Osciladores controlados por voltaje (VCOs)
11.8 Lazos de amarre de fase (PLLs)
11.9 Generadores de formas de onda integrados
La mayor parte de los sistemas electrónicos necesitan de una fuente de
oscilaciones regulares y estables para operar correctamente. Los
circuitos encargados de esta función se denominan osciladores o
generadores de formas de onda y son tan esenciales en la electrónica
moderna como las fuentes de alimentación y los amplificadores. En este
capítulo examinaremos algunas configuraciones comunes de
osciladores, tanto discretos como basados en amplificadores
operacionales y otros circuitos integrados, haciendo especial énfasis en
los generadores de ondas seno y cuadrada que son las más utilizadas.
También nos referiremos a los osciladores controlados por voltaje
(VCOs) y a los lazos de amarre de fase (PLLS)
11.1 Qué son los yendo obviamente los genera- cuadradas, rectangulares
osciladores dores de señales, igura 11.1. triangulares o de forma arbi
Un oscilador es básicamente — Sus aplicaciones incluyen ins- rara. Los circuitos que pro
un circuito electrónico que — trumentos de prucha y medi- ducen ondas cuadradas o ree
utiliza la energía DC de la da, equipos de comunicacio- > tangulares se conocen también
¡ene de alimentación para — nes, computadores y periféri- como relojes, use de
mnerar por sí mismo una se- cos, te. De hecho, son tanim- relajacióno multivibradores
fal de frecuencia y forma de — portantes en el mundo de la astables y son muy utilizados
les. Lo!
onda predecibles. Esta última — electrónica como las fuentes en sistemas di
puede ser sinusoidal, cuadra — de alimentación y los amplifi- neradores de ondas sinusoida.
da, triangular o de otro tipo, cadres. les y triangulares se utilizan
dependiendo de las caracterís. principalmente en sistemas
ticas de diseño particulares, Dependiendo del tipo de — análogos.
Los osciladores son eir- — osciladores pueden ser sin Los osciladores que gene
cuitos claves en todo tipo de — oidales o no sinusoidales. Es- ran señales sinusoidales son tí
sistemas electrónicos, inclu- — tos últimos producen ondas picamente amplificadores |
neales realimentados positiva:
mente. Los osciladores no si
nusoidales, por su parte, son
les o de conmutación. Tam:
bién es posible obtener una
señal sinusoidal a partir de una
no sinusoidal mediante filtros.
Los osciladores sinusoida-
les, a su vez, reciben distintos
tesiona nombres, dependiendo de su
oscilaciones regulares y estables para operar correctamente. Los
circuitos encargados de esta función se denominan osciladores o
generadores de formas de onda y son tan esenciales en la electrónica
moderna como las fuentes de alimentación y los amplificadores. En este
capítulo examinaremos algunas configuraciones comunes de
osciladores, tanto discretos como basados en amplificadores
operacionales y otros circuitos integrados, haciendo especial énfasis en
los generadores de ondas seno y cuadrada que son las más utilizadas.
También nos referiremos a los osciladores controlados por voltaje
(VCOs) y a los lazos de amarre de fase (PLLS)
11.1 Qué son los yendo obviamente los genera- cuadradas, rectangulares
osciladores dores de señales, igura 11.1. triangulares o de forma arbi
Un oscilador es básicamente — Sus aplicaciones incluyen ins- rara. Los circuitos que pro
un circuito electrónico que — trumentos de prucha y medi- ducen ondas cuadradas o ree
utiliza la energía DC de la da, equipos de comunicacio- > tangulares se conocen también
¡ene de alimentación para — nes, computadores y periféri- como relojes, use de
mnerar por sí mismo una se- cos, te. De hecho, son tanim- relajacióno multivibradores
fal de frecuencia y forma de — portantes en el mundo de la astables y son muy utilizados
les. Lo!
onda predecibles. Esta última — electrónica como las fuentes en sistemas di
puede ser sinusoidal, cuadra — de alimentación y los amplifi- neradores de ondas sinusoida.
da, triangular o de otro tipo, cadres. les y triangulares se utilizan
dependiendo de las caracterís. principalmente en sistemas
ticas de diseño particulares, Dependiendo del tipo de — análogos.
Los osciladores son eir- — osciladores pueden ser sin Los osciladores que gene
cuitos claves en todo tipo de — oidales o no sinusoidales. Es- ran señales sinusoidales son tí
sistemas electrónicos, inclu- — tos últimos producen ondas picamente amplificadores |
neales realimentados positiva:
mente. Los osciladores no si
nusoidales, por su parte, son
les o de conmutación. Tam:
bién es posible obtener una
señal sinusoidal a partir de una
no sinusoidal mediante filtros.
Los osciladores sinusoida-
les, a su vez, reciben distintos
tesiona nombres, dependiendo de su
configuración particular ode su
ador Eneste capitulo nos
feriremos en particular alos os-
ciladores Colpitts, Hartley,
Pierce y Clapp. utilizados en
aplicaciones de alta frecuencia
(RF), asi como a los oscilado-
res en puente de Wien y de do-
ble T, utilizados en a
mes de b
ja frecuencia (AF)
Los osciladores de alta Figura 11.2 Pepi de hncoramnto de un osciado sinusoid!
frecuencia utilizan general- 11.2 Osciladores de cw
mente redes LC como ele- onda seno AT GA
mentos determinantes de la Un oscilador sinusoidal es bi
frecuencia de oscilación y sicamente un tipo espec :
transistores como elementos amplificadorrealimentado po- abieto del ampli
activos. Los osciladores de siivamente, Esta situación se co y un parámetro propio de
baja frecuencia, por su par- ilustraenla figura 11.2.Cons- Jared de realimentación llama
te, utilizan normalmente re- 1a de e, um do, por lo mismo, factor de
des RC y circuitos integra- — amplificador de ata ganancia realimentac
dos para los mismos propó- — y una red de realimentación. es una medida cuanttaiva de
sitos. En muchos casos, en la cantidad de señal de salida
lugar de redes LC O RC, se EI circuito oscila
utilizan cristales de cuarzo, > neralmente del tipo LC O RC, Por ejemplo, si 820.01 y
los cuales ofrecen una ma- produce una pequeña oscila: — Av=S0, entonces Af=100.
yor estabilidad en la fre- ciónenelmomento de aplicar
cuencia de salida potencia por primera vez al Enelcaso de realm
sistema, Estaoscilaciónes am iva, B es negativo y
Los osciladores se carac- plficada por un dispositivo ac- apre menor que Av
icrizan principalmente por su tivo. La red de realimentación En el caso de realim
estabilidad. La estabilidad es seencarga detomaruna mues- — positiva, Bes positivo y Af pue
una medida de su capacidad trade la señal de salida (Vo) y de llegara ser muy grande, in-
para mantener constante La fre- aplicarla a la entrada (Vi) con cluso infinita, Eso último su-
cuencia, independienteménte la fase correcta. Así se logra cede cuando el producto BAY
de los cambios de temperatu- que el circuito oscle en for- es iguala 1. Bajo esta condi-
ra, presión, humedad, voltaje ma indefinida ccuen- ción, denominada criterio de
de alimentación, carga, ete. La cia determinada. Barkhausen, el amplificador
estabilidad depende de la ca se convierte
lidad de los componentes wie Lal
lizados. Los osciladores más do (Af) de un amplificador Para que a sefal produc
estables se construyen con realimentado con la estructu- da sea una onda seno pura, la
componentes de precisión, y ra mostrada en la figura 11.2. condiciónanterior debe presen
se alimentan mediante fuentes esta dada, en forma general, tasca frecuencia lacualel
reguladas. por la siguiente fórmula: — — ciruito de ealimentaciôn pro-
ananein en lazo.
dor basi
de siendo Av
reuito oscil
le, ge- queserealimenta alacı
un oscilador.
jancia en lazo cerra
ador Eneste capitulo nos
feriremos en particular alos os-
ciladores Colpitts, Hartley,
Pierce y Clapp. utilizados en
aplicaciones de alta frecuencia
(RF), asi como a los oscilado-
res en puente de Wien y de do-
ble T, utilizados en a
mes de b
ja frecuencia (AF)
Los osciladores de alta Figura 11.2 Pepi de hncoramnto de un osciado sinusoid!
frecuencia utilizan general- 11.2 Osciladores de cw
mente redes LC como ele- onda seno AT GA
mentos determinantes de la Un oscilador sinusoidal es bi
frecuencia de oscilación y sicamente un tipo espec :
transistores como elementos amplificadorrealimentado po- abieto del ampli
activos. Los osciladores de siivamente, Esta situación se co y un parámetro propio de
baja frecuencia, por su par- ilustraenla figura 11.2.Cons- Jared de realimentación llama
te, utilizan normalmente re- 1a de e, um do, por lo mismo, factor de
des RC y circuitos integra- — amplificador de ata ganancia realimentac
dos para los mismos propó- — y una red de realimentación. es una medida cuanttaiva de
sitos. En muchos casos, en la cantidad de señal de salida
lugar de redes LC O RC, se EI circuito oscila
utilizan cristales de cuarzo, > neralmente del tipo LC O RC, Por ejemplo, si 820.01 y
los cuales ofrecen una ma- produce una pequeña oscila: — Av=S0, entonces Af=100.
yor estabilidad en la fre- ciónenelmomento de aplicar
cuencia de salida potencia por primera vez al Enelcaso de realm
sistema, Estaoscilaciónes am iva, B es negativo y
Los osciladores se carac- plficada por un dispositivo ac- apre menor que Av
icrizan principalmente por su tivo. La red de realimentación En el caso de realim
estabilidad. La estabilidad es seencarga detomaruna mues- — positiva, Bes positivo y Af pue
una medida de su capacidad trade la señal de salida (Vo) y de llegara ser muy grande, in-
para mantener constante La fre- aplicarla a la entrada (Vi) con cluso infinita, Eso último su-
cuencia, independienteménte la fase correcta. Así se logra cede cuando el producto BAY
de los cambios de temperatu- que el circuito oscle en for- es iguala 1. Bajo esta condi-
ra, presión, humedad, voltaje ma indefinida ccuen- ción, denominada criterio de
de alimentación, carga, ete. La cia determinada. Barkhausen, el amplificador
estabilidad depende de la ca se convierte
lidad de los componentes wie Lal
lizados. Los osciladores más do (Af) de un amplificador Para que a sefal produc
estables se construyen con realimentado con la estructu- da sea una onda seno pura, la
componentes de precisión, y ra mostrada en la figura 11.2. condiciónanterior debe presen
se alimentan mediante fuentes esta dada, en forma general, tasca frecuencia lacualel
reguladas. por la siguiente fórmula: — — ciruito de ealimentaciôn pro-
ananein en lazo.
dor basi
de siendo Av
reuito oscil
le, ge- queserealimenta alacı
un oscilador.
jancia en lazo cerra
que corresponden re:
te a 360°. En el circuito
figura 11.2, se asume qu
estäd
toa Vo y que Vo está desplaza-
da 9° con respecto a Vi
plazada ©" con respec-
Típicamente, el amplifica
dor/oseilador produce un cam-
bio de fase 4° de 180°, Por tan-
10, la red de realimentación po-
sitivatiene que producir el cam
Ide 180°
ala frecuencia descada, La es-
tabilidad de esta última depen:
de, en gran parte, de la estabili-
dad inicial del amplificador
bio en fase & adicio
Normalmente, los circuitos
dereal
nentacién son combina-
ciones de elementos pasivos
como resistencias, condensado-
res, bobinas y/o cristales de
cuarzo. Al
zan también diodos varactores,
que son eset
sadores controlados por volta
je. Una red RC, RL o RLC,
como vimos en el Capitulo 5,
puede producir cambios de fase
cercanos a 90°, Los circuitos
RLC y LC, por su parte, produ:
‘cen cambios de fase de 180° a
la frecuencia de resonancia.
se util
11.3 Osciladores LC
con transistores
El oscilador sinusoidal más
elemental es el circuito LC
paralelo mostrado en la figu-
ra 11,3, Al aplicar potencia
por primera vez al circuito, el
condensador se carga al vol
taje de la fuente. Al abrir el
interruptor, se inicia un pro
ceso relativamente complejo
de intercambio de n
tte el condensador y la bobi
na cuyo resultado neto es la
generación de una oscilación
sinusoidal entre A y B.
La oscilación a
repite cíclicamente a la fi
del circuito LC, es decir f=1/
2mLC. Sin embargo, debido
ala naturaleza no ideal de los
cuencia natural de reson
componentes involucrados,
especialmente las pérdidas e
I
bina, el intercambio de ener
resistencia interna de la bo-
gía no es perfecto. Como re-
sultado, las oscilacior
se producen son amortigua
das, es decir, disminuyen pro-
gresivamente de amplitud y al
cabo de un corto tiempo des.
aparecen, figura 11.4.
es qu
Para evitar lo anterior, y
conseguirasí que un circuito re
sonante LC produzca oscilacio
nes sostenidas es necesario
Figura 11.3 Prnopio se
foreionamionto da uno
+V (a) Osckación amontiguada
v
compensar las pérdidas propor
cionándole
exter tidad correcta
y en el instante preciso. Esta
Teinyeceiön de energía es re
lizada por el elemento activo de
amplificación, norm
transistor, en asocio con la red
de
ente un
1 circuito tanque LC
con ligeras variantes, forma la
base de muchos osciladores
prácticos, utilizados princi
palmente en aplicaciones de
alta frecuencia, incluso por
encima de 500 MHz. En la
figura 11.5 se muestran a
mas configuraciones típicas.
in las siguientes secciones se
examinan varias estructuras
prácticas de osciladores que
utilizan estos tipos de circui-
to LC como redes de reali-
mentación y transistores bipo-
lares como dispositivos acti
vos de amplificación.
te a 360°. En el circuito
figura 11.2, se asume qu
estäd
toa Vo y que Vo está desplaza-
da 9° con respecto a Vi
plazada ©" con respec-
Típicamente, el amplifica
dor/oseilador produce un cam-
bio de fase 4° de 180°, Por tan-
10, la red de realimentación po-
sitivatiene que producir el cam
Ide 180°
ala frecuencia descada, La es-
tabilidad de esta última depen:
de, en gran parte, de la estabili-
dad inicial del amplificador
bio en fase & adicio
Normalmente, los circuitos
dereal
nentacién son combina-
ciones de elementos pasivos
como resistencias, condensado-
res, bobinas y/o cristales de
cuarzo. Al
zan también diodos varactores,
que son eset
sadores controlados por volta
je. Una red RC, RL o RLC,
como vimos en el Capitulo 5,
puede producir cambios de fase
cercanos a 90°, Los circuitos
RLC y LC, por su parte, produ:
‘cen cambios de fase de 180° a
la frecuencia de resonancia.
se util
11.3 Osciladores LC
con transistores
El oscilador sinusoidal más
elemental es el circuito LC
paralelo mostrado en la figu-
ra 11,3, Al aplicar potencia
por primera vez al circuito, el
condensador se carga al vol
taje de la fuente. Al abrir el
interruptor, se inicia un pro
ceso relativamente complejo
de intercambio de n
tte el condensador y la bobi
na cuyo resultado neto es la
generación de una oscilación
sinusoidal entre A y B.
La oscilación a
repite cíclicamente a la fi
del circuito LC, es decir f=1/
2mLC. Sin embargo, debido
ala naturaleza no ideal de los
cuencia natural de reson
componentes involucrados,
especialmente las pérdidas e
I
bina, el intercambio de ener
resistencia interna de la bo-
gía no es perfecto. Como re-
sultado, las oscilacior
se producen son amortigua
das, es decir, disminuyen pro-
gresivamente de amplitud y al
cabo de un corto tiempo des.
aparecen, figura 11.4.
es qu
Para evitar lo anterior, y
conseguirasí que un circuito re
sonante LC produzca oscilacio
nes sostenidas es necesario
Figura 11.3 Prnopio se
foreionamionto da uno
+V (a) Osckación amontiguada
v
compensar las pérdidas propor
cionándole
exter tidad correcta
y en el instante preciso. Esta
Teinyeceiön de energía es re
lizada por el elemento activo de
amplificación, norm
transistor, en asocio con la red
de
ente un
1 circuito tanque LC
con ligeras variantes, forma la
base de muchos osciladores
prácticos, utilizados princi
palmente en aplicaciones de
alta frecuencia, incluso por
encima de 500 MHz. En la
figura 11.5 se muestran a
mas configuraciones típicas.
in las siguientes secciones se
examinan varias estructuras
prácticas de osciladores que
utilizan estos tipos de circui-
to LC como redes de reali-
mentación y transistores bipo-
lares como dispositivos acti
vos de amplificación.
11.3. 1 El oscilador
» de colector
| sintonizado
Enel cireuito dela figura 11.6,
= denominado oscilador de es
+ lector sintonizado, QI actúa
= ce como amplificador y LICI
comocircuito oscilante, Larea-
T limentación la prov
plada inductivamente a Ll for-
m ‘mando un transformador. Con
los valores de componentes in-
dicados, la frecuencia de sali
a de ser variada aproxima:
damente desde IMHz hasta 2
MHz mediante C1. Los demás
11.3.2 El oscilador
ci
L
CAS
I conectar la fuente de Hartley
+ alimentación, se produce un La principal desventaja del os
pulso de corriente que carga ciladorde colector sintonizado
Cle inicia el proceso de osci- es que se requiere una bobina
7 lación. Lacorriente variableen _ auxiliar para proveer la señal
LI induce un voltaje de ka mis- de realimentación. Los oscila:
e
ma frecuencia en L2, Este vol- dores tipos Hartley y Colpitts
L taje de realimentación se apli- _ superan este inconveniente uti
ca a la base de QI y se ampli- — lizando el mismo circuito LC
fica, causando una corriente para esta función. En la figu
oscilatoria mayor en LI ¢ in- 11.7 e muestrala estructura del
A
zando una amplitud estable. binas en un oscilador Hartley
cp Cs
L
duciendo así un voltaje mayor circuito oscilante y de reali
Fo :
3 2
a a
zı a
FE i
‘Gon transistor Pb) Gon FET
L2, aco.
:omponentes cumplen funcio- fem 218 °°
* e L2. El proceso se repite has- — mentación común a ambos
es. La diferencia básica
que las oscilaciones se man- > monta
Ican- radica en que Zl y Z2 son bo
Figura 11.7 Osciedores Hertey y Colpits generales
» de colector
| sintonizado
Enel cireuito dela figura 11.6,
= denominado oscilador de es
+ lector sintonizado, QI actúa
= ce como amplificador y LICI
comocircuito oscilante, Larea-
T limentación la prov
plada inductivamente a Ll for-
m ‘mando un transformador. Con
los valores de componentes in-
dicados, la frecuencia de sali
a de ser variada aproxima:
damente desde IMHz hasta 2
MHz mediante C1. Los demás
11.3.2 El oscilador
ci
L
CAS
I conectar la fuente de Hartley
+ alimentación, se produce un La principal desventaja del os
pulso de corriente que carga ciladorde colector sintonizado
Cle inicia el proceso de osci- es que se requiere una bobina
7 lación. Lacorriente variableen _ auxiliar para proveer la señal
LI induce un voltaje de ka mis- de realimentación. Los oscila:
e
ma frecuencia en L2, Este vol- dores tipos Hartley y Colpitts
L taje de realimentación se apli- _ superan este inconveniente uti
ca a la base de QI y se ampli- — lizando el mismo circuito LC
fica, causando una corriente para esta función. En la figu
oscilatoria mayor en LI ¢ in- 11.7 e muestrala estructura del
A
zando una amplitud estable. binas en un oscilador Hartley
cp Cs
L
duciendo así un voltaje mayor circuito oscilante y de reali
Fo :
3 2
a a
zı a
FE i
‘Gon transistor Pb) Gon FET
L2, aco.
:omponentes cumplen funcio- fem 218 °°
* e L2. El proceso se repite has- — mentación común a ambos
es. La diferencia básica
que las oscilaciones se man- > monta
Ican- radica en que Zl y Z2 son bo
Figura 11.7 Osciedores Hertey y Colpits generales
tanto, la porción de seilal (Ejercido 111. DG
aplicada a la base de Q
vés de C2 está desfasada 180
salida de un oscilador Hartley
como de la
con respecto a la señal en e
la (Cl-100pF, L
colector como se requiere Asuma que Ll y
as sobre un núcleo de eri con
La frecuencia de oscila- | un cocficieme de acoplamiento
ción del circuito anterior se | (ce 0.90.
espuesta 25 MHz
2uiente fórmula aproximada: | RPM
Solución. La inductancia ota del
1
Set en um
siendo LT = L1+L2 la in er
Figura 11.8 Osctador Hatoy ductaneia total del autotrans- |" "11 +12 2h"
y condensadores en un oscila- fomador. Puesto qui Fe
dorColpitts.Z3 es unareacian- mente LI y L2 están
n2
= 0.103430) 8,5 ut
En la figura 11.8 se efecto de la inductancia mu- | panto
estra un esquema práctico tua (ver capítulo 5, página
de oscilador Hartley. En este 137). La razón de realimenta- | ut + 30,8 +85 ut
caso, el circuito LC est 6=121 ash
do por LI (ZI. L2 (Z2
CL (73). En realidad, LI y
mich
TENTE ON
Con os valores de compo:
orman parte de una misma — nentes suministrados en la fig A7 x 10° GHz = 25 Mi
bina (L).lacual tiene un tap ra 11.5 y asumiendo una induc
to intermedio y actúa — tancia mutua (LM) de 0.24H, là Cl, mientras que la de reali
‘omo un autotransformador. frecuencia de la oscilación de — mentación (aplicada e
to es variable, te6ri s de C3) aparec
camente, entre 1.4 MHz
3.9MHz. En el Ejercicio 11.1
11.3.3 El oscilador — lacióndelcircuio.
Colpitts à aproxim
Enlafigura 11.9 se muestra un ez
vito práctico de oscilador ACC
Colpitts proyectado para gen
una onda sen kHz, siendo CT=CIIC2 la capac
En este caso, Z res- tancia total equivalente a la
y 1. Note que ki C2.Porejemplo,siL1=10pH,
cal de salida (presente en el CI=S00pF y C2=5000pF. en
Figura 11.9 Os
pricico de 37 colector de QU) aparece sobre — tonces f=2.36MIz
aplicada a la base de Q
vés de C2 está desfasada 180
salida de un oscilador Hartley
como de la
con respecto a la señal en e
la (Cl-100pF, L
colector como se requiere Asuma que Ll y
as sobre un núcleo de eri con
La frecuencia de oscila- | un cocficieme de acoplamiento
ción del circuito anterior se | (ce 0.90.
espuesta 25 MHz
2uiente fórmula aproximada: | RPM
Solución. La inductancia ota del
1
Set en um
siendo LT = L1+L2 la in er
Figura 11.8 Osctador Hatoy ductaneia total del autotrans- |" "11 +12 2h"
y condensadores en un oscila- fomador. Puesto qui Fe
dorColpitts.Z3 es unareacian- mente LI y L2 están
n2
= 0.103430) 8,5 ut
En la figura 11.8 se efecto de la inductancia mu- | panto
estra un esquema práctico tua (ver capítulo 5, página
de oscilador Hartley. En este 137). La razón de realimenta- | ut + 30,8 +85 ut
caso, el circuito LC est 6=121 ash
do por LI (ZI. L2 (Z2
CL (73). En realidad, LI y
mich
TENTE ON
Con os valores de compo:
orman parte de una misma — nentes suministrados en la fig A7 x 10° GHz = 25 Mi
bina (L).lacual tiene un tap ra 11.5 y asumiendo una induc
to intermedio y actúa — tancia mutua (LM) de 0.24H, là Cl, mientras que la de reali
‘omo un autotransformador. frecuencia de la oscilación de — mentación (aplicada e
to es variable, te6ri s de C3) aparec
camente, entre 1.4 MHz
3.9MHz. En el Ejercicio 11.1
11.3.3 El oscilador — lacióndelcircuio.
Colpitts à aproxim
Enlafigura 11.9 se muestra un ez
vito práctico de oscilador ACC
Colpitts proyectado para gen
una onda sen kHz, siendo CT=CIIC2 la capac
En este caso, Z res- tancia total equivalente a la
y 1. Note que ki C2.Porejemplo,siL1=10pH,
cal de salida (presente en el CI=S00pF y C2=5000pF. en
Figura 11.9 Os
pricico de 37 colector de QU) aparece sobre — tonces f=2.36MIz
Puesto que CI está en par
ralelocon a
Tida de Q1 y C2 con la capaci:
pacitancia de sa
tancia de entrada del mismo,
cr
peratura y de las características
del transistor particular utiliza
do. Para minimizar el despla
zamiento de la frecuencia de
pende también de la tem:
bido a estos factores y conse-
‘Suir así buena estabilidad, los
valores de Cl y C2 deben ser
andes comparados con las
Ccapacitancias internas de Q
11.3.4 El oscilador
Clapp
oscilador Colpits es el oscila»
dor Clapp o Gouriet
do en la figura 11.10, En es
aso, en el tanque LC se inclu:
modificada de
ye un tercer condensador (C3)
muy pequeño comparado ©
los de C1 y C2, Nuevamente
8=C1/C2. L
mejora la estabilidad de fre
presencia de C
te independiente de las
sv
ca
a
E ine
Zi 2%
pe Er
L1=25m BN
us or
283904
‘our
Cápsula
metálica
Electrodo is
infenor —
CE
Figura 11.11 Est
capacitancia de
sistor. I
ción del circuito anterior es!
forma aproximad:
guiente förmul
1
a 20010:
siendo CT=CHICAICS la capa:
dada, e
por la
citancia total equivalente a la
asociación en serie de Cl, C2
yC3. Pue
C1 y C2 son muy altos compar
cados con el de C3 (tipicamen
li
ie más de 20 veces), este
10 condensador es el que de
cuencia de salida. Con los var
de componentes indica.
a 11.10, la fre
le oscilación del cir
den de SOkHz. C3
enla fi
plificar el proceso de sintonia
11.4 Osciladores a
cristal
Lo
su nombre
¡crizan por utilizar enel eircu
Soportes
Electrodo
superior
to de sintonía un componente
'amado cristal, generalmente
de cuarzo, el cual exhibe pro-
piedades piezoeléetricas cs
caras opuestas. Este fenómeno,
denominado efecto piezoelée-
úrico, se aprovecha para gene
ar formas de onda de frecuen
cia muy preci
muestra la estructura interna
de un eristal de cuarzo típico.
«(Som
CET "2
rs 160
Figura 11.12. Creu
ralelocon a
Tida de Q1 y C2 con la capaci:
pacitancia de sa
tancia de entrada del mismo,
cr
peratura y de las características
del transistor particular utiliza
do. Para minimizar el despla
zamiento de la frecuencia de
pende también de la tem:
bido a estos factores y conse-
‘Suir así buena estabilidad, los
valores de Cl y C2 deben ser
andes comparados con las
Ccapacitancias internas de Q
11.3.4 El oscilador
Clapp
oscilador Colpits es el oscila»
dor Clapp o Gouriet
do en la figura 11.10, En es
aso, en el tanque LC se inclu:
modificada de
ye un tercer condensador (C3)
muy pequeño comparado ©
los de C1 y C2, Nuevamente
8=C1/C2. L
mejora la estabilidad de fre
presencia de C
te independiente de las
sv
ca
a
E ine
Zi 2%
pe Er
L1=25m BN
us or
283904
‘our
Cápsula
metálica
Electrodo is
infenor —
CE
Figura 11.11 Est
capacitancia de
sistor. I
ción del circuito anterior es!
forma aproximad:
guiente förmul
1
a 20010:
siendo CT=CHICAICS la capa:
dada, e
por la
citancia total equivalente a la
asociación en serie de Cl, C2
yC3. Pue
C1 y C2 son muy altos compar
cados con el de C3 (tipicamen
li
ie más de 20 veces), este
10 condensador es el que de
cuencia de salida. Con los var
de componentes indica.
a 11.10, la fre
le oscilación del cir
den de SOkHz. C3
enla fi
plificar el proceso de sintonia
11.4 Osciladores a
cristal
Lo
su nombre
¡crizan por utilizar enel eircu
Soportes
Electrodo
superior
to de sintonía un componente
'amado cristal, generalmente
de cuarzo, el cual exhibe pro-
piedades piezoeléetricas cs
caras opuestas. Este fenómeno,
denominado efecto piezoelée-
úrico, se aprovecha para gene
ar formas de onda de frecuen
cia muy preci
muestra la estructura interna
de un eristal de cuarzo típico.
«(Som
CET "2
rs 160
Figura 11.12. Creu
Los eristales se tallan a partir
de un cristal matriz y su as-
pecto final es el de una
ill
inte de forma cuadrada.
rectangular, circular (como en
este caso) o de anillo. Los
cristales para osciladores de-
ben tallarse de acuerdo a di
mensiones muy precisas pues,
son las que
determinan su frecuencia de
ral, entre
‚da es la lámina, más
oscilación. En g
alta es la frecuencia de osci
lación y viceversa,
a efectos prácticos, un
cristal piezoeléctrico puede ser
representado mediante un eir-
cuito eléctrico equivalente
igura 11.12, En
combinación
como el dela
este modelo,
en serie de Ls, Cs y Rs repre:
senta las características vibra:
la
capacitancia electrostática en
nientras que Cp represent
tro los electrodos y la capaci-
tancia parásita asociada con
esa vn exh edo Los
valores de Ro Ls, Cay Cp
cristal de 10 MH
frecuencia fp ligeramente
más alta exhibe resonancia
paralelo, comportindose
como un circuito abierto
(Zo). Pi
fs y fp actúa esencialmente
como una bobina. Los valo-
a frecuencias entre
w sv.
3
RFC
Zum
1000pF
soma
es de la frecuencia resonan
e serie (fs) y de la frecuen
están dados por
5
RE
rise
siendo C-CsICp la capacitan:
cia equivalente ala aso
n serie de Cs y Cp. Por ejem
IH, Cs=0.04pF,
Rs=22000 y Cp= 8.5pF, en
tonces Fs=524 985 Hz y
1p=526 302 Hz
plo, si Ls=2.
Los eristales proyectados
para resonancia;
a ser más estables que los pro-
aralel tienden
yectados para resonancia serie
Por esta razón son los más po-
pulares. Los mismos incluyen
especilicación llamada e
pacitancia de carga (CL), tpi-
camente del orden de 10 à 100
PE que representa el efecto de
à impuesto por el circuito
lador, Se compensa conec
tando un condensador del mis
mo valor en serie con el cristal
Actualmente se dispone
de cristales de cuarzo con fre
euencias fundamentales des.
de 1OKHz hasta 30MH 0 su:
periores. Los más comunes
son los 100KHz, 1.0MHz
2.0MHz, 4.0MHz, 5.0MH y
OMHz. También son muy
populares los de 3.579545
MHz
res, y los de 32.768 KHz, uti
lizados en relojes d
utilizados en televiso.
de un cristal matriz y su as-
pecto final es el de una
ill
inte de forma cuadrada.
rectangular, circular (como en
este caso) o de anillo. Los
cristales para osciladores de-
ben tallarse de acuerdo a di
mensiones muy precisas pues,
son las que
determinan su frecuencia de
ral, entre
‚da es la lámina, más
oscilación. En g
alta es la frecuencia de osci
lación y viceversa,
a efectos prácticos, un
cristal piezoeléctrico puede ser
representado mediante un eir-
cuito eléctrico equivalente
igura 11.12, En
combinación
como el dela
este modelo,
en serie de Ls, Cs y Rs repre:
senta las características vibra:
la
capacitancia electrostática en
nientras que Cp represent
tro los electrodos y la capaci-
tancia parásita asociada con
esa vn exh edo Los
valores de Ro Ls, Cay Cp
cristal de 10 MH
frecuencia fp ligeramente
más alta exhibe resonancia
paralelo, comportindose
como un circuito abierto
(Zo). Pi
fs y fp actúa esencialmente
como una bobina. Los valo-
a frecuencias entre
w sv.
3
RFC
Zum
1000pF
soma
es de la frecuencia resonan
e serie (fs) y de la frecuen
están dados por
5
RE
rise
siendo C-CsICp la capacitan:
cia equivalente ala aso
n serie de Cs y Cp. Por ejem
IH, Cs=0.04pF,
Rs=22000 y Cp= 8.5pF, en
tonces Fs=524 985 Hz y
1p=526 302 Hz
plo, si Ls=2.
Los eristales proyectados
para resonancia;
a ser más estables que los pro-
aralel tienden
yectados para resonancia serie
Por esta razón son los más po-
pulares. Los mismos incluyen
especilicación llamada e
pacitancia de carga (CL), tpi-
camente del orden de 10 à 100
PE que representa el efecto de
à impuesto por el circuito
lador, Se compensa conec
tando un condensador del mis
mo valor en serie con el cristal
Actualmente se dispone
de cristales de cuarzo con fre
euencias fundamentales des.
de 1OKHz hasta 30MH 0 su:
periores. Los más comunes
son los 100KHz, 1.0MHz
2.0MHz, 4.0MHz, 5.0MH y
OMHz. También son muy
populares los de 3.579545
MHz
res, y los de 32.768 KHz, uti
lizados en relojes d
utilizados en televiso.
Los cristales con fre:
cuencias fundamentales por
encima de 30 MHz son difí-
ciles de fabricar debido a que
requi
eléctricos muy delgados y fr
giles, asf como el uso de qui
micos especiales. Por estas ra-
No obstante, se pueden
opt as muy alas,
hasta 500 MHz inclusive, ha-
ciendo uso de ciertas
nes que ocurren simul
mente con la vibración funda-
mental y cuya frecuencia SUN gara 1.14 Prop de funcionamiento d un osado de ona seno
múltiplo entero impar de esta creme gere"
última(3,5,7 y 9). Dichas vi
braciones se conocen como 11.5 Osciladores RC 11.5.1 El oscilador en
sobretonas. Los cristales que. con operacionales — puente de Wien
hacen uso de sobretonos re- Un amplificador operacional Una forma sencilla de generar
quieren que en el circuito os- — puede ser convertido en un os- una onda seno con un amplii-
cilador se adopten ciertas pro- _ cilador sinusoidal retroalimen- — cador operacional es util
visiones especiales para mejo- — tando una parte de la señal de do el circuito de la figura
üales producidas. salida a la entrada como se 11.15, llamado un aseilader en
ilustraen la figura 11.14, Nue- — puente de Wien. En este caso,
Son posibles numerosas vamente, para que la oscilación la red de realimentación la
a estable se requiere que la constituyen RICI y R2C2. Los
valores de estos componentes.
deben seleccionarse de modo
cuitos representativos, El cireui- que Cl=C2=C y RI=R2:
to de la figura 11.13aesunos- ganancia delared de realimen- — Bajoestacondiciôn,
cilador Colpitts, desarrollado — tación (B), sea igual a 1 y que de fase entre las señales de en-
alrededor de un transistor bipo- — el desplazamiento de fase en- trada y de salida varía desde -
lar NPN.conuneristalenellazo tre la entrada y la salida sea 90? hasta +90", siendo exacta:
derealimentación colectorbase. igual a 360%, es decir 0° ‘mente igual a 0° a una frecuen-
circuito de la figura 11.13b, ia central fo dada por la si-
afk
3se muestran dos cit:
gura II.
por su parte, denominado ose- Recuerde que si BAv es guicnte fórmula:
lador Pierce, utiliza un FET _ menorde 1, el circuito no osci 4
como elemento activo, El cho- lard y si es mayor, la señal de fo sre
que de RF (RFC) seutilizupara — salida presentard distorsión.
minimizarla interferencia de la. Esto último también ocurrir Alafrecuenciacentral o, la
señal en la fuente de alimenta- aunque’ BAV=1, el desplaza- — gananciad
ción y viceversa, miento neto de fase noes de”, trelasalidadelamplificador of
Jared conectadaen-
cuencias fundamentales por
encima de 30 MHz son difí-
ciles de fabricar debido a que
requi
eléctricos muy delgados y fr
giles, asf como el uso de qui
micos especiales. Por estas ra-
No obstante, se pueden
opt as muy alas,
hasta 500 MHz inclusive, ha-
ciendo uso de ciertas
nes que ocurren simul
mente con la vibración funda-
mental y cuya frecuencia SUN gara 1.14 Prop de funcionamiento d un osado de ona seno
múltiplo entero impar de esta creme gere"
última(3,5,7 y 9). Dichas vi
braciones se conocen como 11.5 Osciladores RC 11.5.1 El oscilador en
sobretonas. Los cristales que. con operacionales — puente de Wien
hacen uso de sobretonos re- Un amplificador operacional Una forma sencilla de generar
quieren que en el circuito os- — puede ser convertido en un os- una onda seno con un amplii-
cilador se adopten ciertas pro- _ cilador sinusoidal retroalimen- — cador operacional es util
visiones especiales para mejo- — tando una parte de la señal de do el circuito de la figura
üales producidas. salida a la entrada como se 11.15, llamado un aseilader en
ilustraen la figura 11.14, Nue- — puente de Wien. En este caso,
Son posibles numerosas vamente, para que la oscilación la red de realimentación la
a estable se requiere que la constituyen RICI y R2C2. Los
valores de estos componentes.
deben seleccionarse de modo
cuitos representativos, El cireui- que Cl=C2=C y RI=R2:
to de la figura 11.13aesunos- ganancia delared de realimen- — Bajoestacondiciôn,
cilador Colpitts, desarrollado — tación (B), sea igual a 1 y que de fase entre las señales de en-
alrededor de un transistor bipo- — el desplazamiento de fase en- trada y de salida varía desde -
lar NPN.conuneristalenellazo tre la entrada y la salida sea 90? hasta +90", siendo exacta:
derealimentación colectorbase. igual a 360%, es decir 0° ‘mente igual a 0° a una frecuen-
circuito de la figura 11.13b, ia central fo dada por la si-
afk
3se muestran dos cit:
gura II.
por su parte, denominado ose- Recuerde que si BAv es guicnte fórmula:
lador Pierce, utiliza un FET _ menorde 1, el circuito no osci 4
como elemento activo, El cho- lard y si es mayor, la señal de fo sre
que de RF (RFC) seutilizupara — salida presentard distorsión.
minimizarla interferencia de la. Esto último también ocurrir Alafrecuenciacentral o, la
señal en la fuente de alimenta- aunque’ BAV=1, el desplaza- — gananciad
ción y viceversa, miento neto de fase noes de”, trelasalidadelamplificador of
Jared conectadaen-
racional y la entrada no inverso.
radelmismocsiguala033, Por
tanto, a red R3-R4 debe serse- ft
leccionada de modo que el am- #10:
plificador proporcione una ga
rancia de 3. AS, la ganancia o-
tal ser
igual a 1 y se satisfacen
los requisitos básicos para la os
cilacion de onda seno.
Enlapráctica,larelación de
R3aR4 debe ser cuidadosamen-
justada
ganancia tora exactamente igual
a 1.Estoes absolu
sario para producir una onda
seno de muy baja distorsión,
En la figura 11.16 se 943 11.18 Osciadoron puonto de
ador es relativamente alt
ticada de oscilador en puente — detectada por la red serie cons.
de Wien que utiliza un FET tituida por la serie de RS y DI Sin embargo, cuando se polari
el paralelo de C3 con CH,
paracontolar la amplitud delay tivamente unos pocos
forma de onda y minimizar la voltios, esta resistencia se hace
distorsión. Fnestecircuito,Q1 Cuando la compuerta de muy alta, reduciendo automäti
camente la ganancia. Así se lo-
‘mantener constante la am-
plitud de la señal de salida.
riable controlada por la ampli
tud pico neg
del oscilador. Esta última
iva de la salida
11.5. 2 El oscilador
de doble T
Otro tipo de generador de
‘onda seno muy popular, que
es particularmente adecuado
para aplicaciones de frecue
a fija, es el oscilador de
U doble T, constituido por un
par de redes RC en forma de
T conectadas entre la salida y
la entrada de un amplificador
operacional inversor. En la
figura 11.17 se muestra un
circuito práctico de oscilad
de este tipo que produce una.
Figura 11.15 Osclador básico en puente de Wien ‘onda seno de IKHz/5Vrms.
radelmismocsiguala033, Por
tanto, a red R3-R4 debe serse- ft
leccionada de modo que el am- #10:
plificador proporcione una ga
rancia de 3. AS, la ganancia o-
tal ser
igual a 1 y se satisfacen
los requisitos básicos para la os
cilacion de onda seno.
Enlapráctica,larelación de
R3aR4 debe ser cuidadosamen-
justada
ganancia tora exactamente igual
a 1.Estoes absolu
sario para producir una onda
seno de muy baja distorsión,
En la figura 11.16 se 943 11.18 Osciadoron puonto de
ador es relativamente alt
ticada de oscilador en puente — detectada por la red serie cons.
de Wien que utiliza un FET tituida por la serie de RS y DI Sin embargo, cuando se polari
el paralelo de C3 con CH,
paracontolar la amplitud delay tivamente unos pocos
forma de onda y minimizar la voltios, esta resistencia se hace
distorsión. Fnestecircuito,Q1 Cuando la compuerta de muy alta, reduciendo automäti
camente la ganancia. Así se lo-
‘mantener constante la am-
plitud de la señal de salida.
riable controlada por la ampli
tud pico neg
del oscilador. Esta última
iva de la salida
11.5. 2 El oscilador
de doble T
Otro tipo de generador de
‘onda seno muy popular, que
es particularmente adecuado
para aplicaciones de frecue
a fija, es el oscilador de
U doble T, constituido por un
par de redes RC en forma de
T conectadas entre la salida y
la entrada de un amplificador
operacional inversor. En la
figura 11.17 se muestra un
circuito práctico de oscilad
de este tipo que produce una.
Figura 11.15 Osclador básico en puente de Wien ‘onda seno de IKHz/5Vrms.
Una de las redes T está ov
por RI, R2 y C3,
e la ota lo está por
mientras qu
CI, C2 y la combinación
serie de R3 y el trimmer RS.
Este último se utiliza para pro
valor de resistencia
R34RS igual a 7.5kQ, es decir
la mitad de RI o R2. Note que
Cl=C2y C3=2C 1. La frecuen.
cia de la oscilación (fo) está
dada por la siguiente fórmula:
1
ET]
En la práctica, RS debe ser
inic ión, sostenerla
y minimizar la distorsiön. R6 ac
tia como control de amplitud. Figura 11.170:
Experimento 11.1
Oscilador de onda seno
en puente de Wien
Objetivos 4. Familiarizarse conel uso del _ desarrollado alrededor de un
1. Comprobar la operación de — osciloscopio y los parime- — amplificadoroperacional. En la
un oscilador sinusoidal RC tros de una onda seno. figura 1 se muestra el circuito.
‘en puente de Wi
correspondiente y la conexión
2 izarse Conceptos ¿delos instrumentos necesarios
zación de amplificadores preliminares La lista de materiales requ
operacionales. En este experimento verifica- dos se relacionan en un rec
3. Fumiliaizarse con las técni- — remos la operación de un ge- dro. El puente de Wien, que
cas de análisis y diseño deos- nerador de onda seno en puen- tia como red de desplazamien-
ciladores de baja frecuencia — te de Wien de recu
10 de fase y determi
por RI, R2 y C3,
e la ota lo está por
mientras qu
CI, C2 y la combinación
serie de R3 y el trimmer RS.
Este último se utiliza para pro
valor de resistencia
R34RS igual a 7.5kQ, es decir
la mitad de RI o R2. Note que
Cl=C2y C3=2C 1. La frecuen.
cia de la oscilación (fo) está
dada por la siguiente fórmula:
1
ET]
En la práctica, RS debe ser
inic ión, sostenerla
y minimizar la distorsiön. R6 ac
tia como control de amplitud. Figura 11.170:
Experimento 11.1
Oscilador de onda seno
en puente de Wien
Objetivos 4. Familiarizarse conel uso del _ desarrollado alrededor de un
1. Comprobar la operación de — osciloscopio y los parime- — amplificadoroperacional. En la
un oscilador sinusoidal RC tros de una onda seno. figura 1 se muestra el circuito.
‘en puente de Wi
correspondiente y la conexión
2 izarse Conceptos ¿delos instrumentos necesarios
zación de amplificadores preliminares La lista de materiales requ
operacionales. En este experimento verifica- dos se relacionan en un rec
3. Fumiliaizarse con las técni- — remos la operación de un ge- dro. El puente de Wien, que
cas de análisis y diseño deos- nerador de onda seno en puen- tia como red de desplazamien-
ciladores de baja frecuencia — te de Wien de recu
10 de fase y determi
al de sali
cuencia de la sefi
(Vo), lo constituyen RICI y
R2C2. La resistencia R3 y el
trimmer R4 determinan la y
nancia de lazo cerrado (Av) del
amplificador
ICIA. El amplificador opera:
cional ICIB se utiliza como bu-
fer o amplificador no inversor
de ganancia unitaria. Su fun-
ción es minimizar el efecto de
carga del osciloscopio y permi-
Materialos necesarios
Resistencias jas (1/4W)
2 de 1540 (A, R2)
Ka (RS)
Potenciómetros
1 Tremor oa do 1046284)
Condensadores (cerámicos)
2 de OO1KF (C1, C2)
Circultos Integrados
Y Amp, operacional dobla LF
Instrumentos
1 Oscloscoplo da dos canales
1 Fuente DC cual de #12
otros
1 Proteboard
Amores de coneaión AG22/
Figura 1. Cru para comprobar a operación d un osado en puente
de Mon de Te
Ser
Gare 10%
+ ll N
BER 2 Rs =<
we TE Sax
tir Ia visualización de la señal
alimentación (
daalaentradano inv
3) de ICIA.
de
sora (pin
Los valores de los compo-
nentes pasivos del puente de
Wien han sido seleccionados
para producir una onda seno de
muy baja distorsión con una fie
‘cueneia nominal de aproxi
mente 1 KHz (teóricamente 1.06
KHz). Como se recordar
por la férmul
i Le
ZRC
esta
última está dad
fe
siendo!
mn de resistencia de RI y R2,
y C=0.0141F el de capacitancia
de Cl yC2. A esta frecuencia, el
amiento de fase neto pro-
Io porel puente de Wien es.
de 360, es decir 0°, y la g
ciao factor de realimentación del
mismo (6) de 0.33. Por tanto, la
ganancia de lazo cerrado (Av) de
Oscar _/ )
=| A
seo} —
ICIA debe ser ajustada en 3.0
parasatisfacerel criterio de Bar-
Khausen (BAY
queel
seno pura. Este ajust
mediante R4.
icuito genere una onda
se realiza
Te
es menor de 3, entonces BAY
‘es menor de | y el circuito no
‘oscil. Asimismo, si AV es ma
yor de 3, entonces BAY es ma:
yor de 1 y, aunque el circuito
oscila, la onda producida pre-
senta distorsión. Note también
que los amplificadores ICIA e
ICIB, por ser configuraciones
no inversoras, no producen in.
versión de fase
en cuenta que si Av
Procedimiento
1. Arme sobre el protoboard el
circuito de la figura 1, conec-
tando el osciloscopio y la
cuencia de la sefi
(Vo), lo constituyen RICI y
R2C2. La resistencia R3 y el
trimmer R4 determinan la y
nancia de lazo cerrado (Av) del
amplificador
ICIA. El amplificador opera:
cional ICIB se utiliza como bu-
fer o amplificador no inversor
de ganancia unitaria. Su fun-
ción es minimizar el efecto de
carga del osciloscopio y permi-
Materialos necesarios
Resistencias jas (1/4W)
2 de 1540 (A, R2)
Ka (RS)
Potenciómetros
1 Tremor oa do 1046284)
Condensadores (cerámicos)
2 de OO1KF (C1, C2)
Circultos Integrados
Y Amp, operacional dobla LF
Instrumentos
1 Oscloscoplo da dos canales
1 Fuente DC cual de #12
otros
1 Proteboard
Amores de coneaión AG22/
Figura 1. Cru para comprobar a operación d un osado en puente
de Mon de Te
Ser
Gare 10%
+ ll N
BER 2 Rs =<
we TE Sax
tir Ia visualización de la señal
alimentación (
daalaentradano inv
3) de ICIA.
de
sora (pin
Los valores de los compo-
nentes pasivos del puente de
Wien han sido seleccionados
para producir una onda seno de
muy baja distorsión con una fie
‘cueneia nominal de aproxi
mente 1 KHz (teóricamente 1.06
KHz). Como se recordar
por la férmul
i Le
ZRC
esta
última está dad
fe
siendo!
mn de resistencia de RI y R2,
y C=0.0141F el de capacitancia
de Cl yC2. A esta frecuencia, el
amiento de fase neto pro-
Io porel puente de Wien es.
de 360, es decir 0°, y la g
ciao factor de realimentación del
mismo (6) de 0.33. Por tanto, la
ganancia de lazo cerrado (Av) de
Oscar _/ )
=| A
seo} —
ICIA debe ser ajustada en 3.0
parasatisfacerel criterio de Bar-
Khausen (BAY
queel
seno pura. Este ajust
mediante R4.
icuito genere una onda
se realiza
Te
es menor de 3, entonces BAY
‘es menor de | y el circuito no
‘oscil. Asimismo, si AV es ma
yor de 3, entonces BAY es ma:
yor de 1 y, aunque el circuito
oscila, la onda producida pre-
senta distorsión. Note también
que los amplificadores ICIA e
ICIB, por ser configuraciones
no inversoras, no producen in.
versión de fase
en cuenta que si Av
Procedimiento
1. Arme sobre el protoboard el
circuito de la figura 1, conec-
tando el osciloscopio y la
fuente de 12V en la forma
indicada. Se asume que el lec
niliarizado con el
uso de estos instrumentos.
Note que Vi (señal de reali
mentación) se visualiza en el
lar el trimmer R4, ajústelo en
‘una posición intermedia.
2. Calibre el osciloscopio en el
modo vertical ALT CHOP y
el modo de barrido AUTO o
MANUAL. Ajuste inicialmen-
twel control de base de tiempo.
en 0.2 mi, la sensibilidad:
verticaldelcanal 1 (Ven 5V/
div ylasensibilidad vertical del
canal 2 (Vo) en 10Vidiv. Ase
gürese que los controles de ga-
res respectivos estén deshal
iren la posición
de calibración (CAL).
está en fase. ¿Por que? En
la figura 2 se muestran las for
mas de onda obte:
nuestro caso particular.
4. Determine la frecuencia de
la señal de salida. Inicialmen-
te mida el período (T) mul-
tiplicando el número de,
siones que ocupa un ciclo por
el factor de base de tiempo.
íproco.
M.
les necesario, juste la base de
tiempo 0.1 ms/div para ob-
far un ciclo completo de
la señal y obtener una lectura
mis exacta.
n nuestro caso, el perío-
do medido fue T=0.81ms. Por
(0, la frecuencias f=1/0.81
5. Determine la ganas
lazo cerrado del amplificador
(Av) midiendo la amplitud de
la señal de salida (Vo) y divi
diéndola por la amplitud de la
señal de realimentación (Vi)
Simplemente multiplique en
¡cada caso el número de di
siones verticales que ocupa la
amplitud por el factor de es-
ical e
Para mayor €)
los controles de sensibilidad
y de posición hasta que la
fil ocupe la mayor área posi-
ble de la pantalla.
En nuestro caso, las ampli-
tudes medidas delas señales de
de realimentación fue-
Por tanto, la ga
cerrado es Ay=
Este valor corresponde ex:
tamente al esperado teörica-
indicada. Se asume que el lec
niliarizado con el
uso de estos instrumentos.
Note que Vi (señal de reali
mentación) se visualiza en el
lar el trimmer R4, ajústelo en
‘una posición intermedia.
2. Calibre el osciloscopio en el
modo vertical ALT CHOP y
el modo de barrido AUTO o
MANUAL. Ajuste inicialmen-
twel control de base de tiempo.
en 0.2 mi, la sensibilidad:
verticaldelcanal 1 (Ven 5V/
div ylasensibilidad vertical del
canal 2 (Vo) en 10Vidiv. Ase
gürese que los controles de ga-
res respectivos estén deshal
iren la posición
de calibración (CAL).
está en fase. ¿Por que? En
la figura 2 se muestran las for
mas de onda obte:
nuestro caso particular.
4. Determine la frecuencia de
la señal de salida. Inicialmen-
te mida el período (T) mul-
tiplicando el número de,
siones que ocupa un ciclo por
el factor de base de tiempo.
íproco.
M.
les necesario, juste la base de
tiempo 0.1 ms/div para ob-
far un ciclo completo de
la señal y obtener una lectura
mis exacta.
n nuestro caso, el perío-
do medido fue T=0.81ms. Por
(0, la frecuencias f=1/0.81
5. Determine la ganas
lazo cerrado del amplificador
(Av) midiendo la amplitud de
la señal de salida (Vo) y divi
diéndola por la amplitud de la
señal de realimentación (Vi)
Simplemente multiplique en
¡cada caso el número de di
siones verticales que ocupa la
amplitud por el factor de es-
ical e
Para mayor €)
los controles de sensibilidad
y de posición hasta que la
fil ocupe la mayor área posi-
ble de la pantalla.
En nuestro caso, las ampli-
tudes medidas delas señales de
de realimentación fue-
Por tanto, la ga
cerrado es Ay=
Este valor corresponde ex:
tamente al esperado teörica-
11.6 Osciladores enviar información de audio, minada. Sin embargo, es siem-
no sinusoidales video, etc. sitios distantes, así pre positiva o negativa, es di
Todos los generadores exami- como para recuperarla cir realiza conmutaciones ef-
ados en las secciones anterio clicas entre cero y un nivel
ran señales sinusoida- Asimismo, la energia preestablecido, y puede ser
hecho, la sinusoidal es eléctrica que impulsa las Kim-
la Forma de onda más común _ paras, computadoras, teloviso.
ay la más utili- res, neveras, mi
étriea o no simétrica, es
ecir permanecer 0 no el mis-
po er
1cen su Se utiliza en computadores,
uinas y de- mon ambos niveles.
para propé- mas ap
simulación,
os que
vida más cómoda y producti- sistemas digitales, redes de
va en el hogar, la oficina, la transmisión de datos y otras
Fabrica ete. es producida por aplicaciones similares.
nes, por ejemplo, se utilizan — una onda seno de potencia de
nds seno de ala frecuencia $0 0 60 Hz controlada por la Una onda triangular, f-
(RF) como portadoras para — compañía local de electricidad... gura 11.18, se caracteriza por
Sin embargo, existen también poscer dos pendientes, una po
js 8) otras señales no sinusoidales sitivao creciente y una negati
| que son bastante utilizadas en va. decreciente, que valan
3 lossistemaseeetrönicos.Einla nealmente entre dos valores
5 ~~ figura 11.18 se muestran las extremos y se repiten cíclic:
mente a una determinada fre
ee bocata fi inca Puede esi po
¡sonda cuadrada, gu sitiva o negativa, oscilar por
3 5) aseñal querea- encima o por debajo de cero.
+ liza conmutaciones cíclicas _Asimismo, puede ser simétri.
E {entre dos niveles de volta métrica, dependien-
una determinada frecuencia. — dodesila
Además, es simétrica, es de- ian onoa la misma velocidad.
cir per
po en ambos niveles. $ Un
entonces, que tiene un la onda triangular es la rampa.
trabajo (duty cycle) del 50%. _ oseñal diente de sierra, figu-
_ Una onda cuadrada puede ser ra 11.18c, caracterizada por
dos pendientes cam:
Tren de pulsos simétricos
À mismo tiem-
variante importante de
siempre positiva, siempre ne- — poseer una pendiente, la pos
gativa u oscilar por encima y tiva o la negativa, vertical, es
Onda triangular simétrice pordebajodecero. decir que conmuta instantánea-
v @) lzadapara propósitos dea mente de un valor extremo
por ejemplo probar amplifica- otto, Se utiliza principalmente
al à doreso sintetizar sonidos. como señal de barrido en os
o La ciloscopios, televisores, com.
Una señal de pulsos, fi- putadoras y otros sistemas si.
gural ilar lares que utilizan tubos de
Rampa ciente de sierra onda cuadrada en el sentido de — rayos catódicos (TRCs) como
Figura 11.18 Formas de onda no — ue oscila entre dos niveles de dispositivos de visualización de
shusoidales picas voltaje a una frecuencia deter- información.
no sinusoidales video, etc. sitios distantes, así pre positiva o negativa, es di
Todos los generadores exami- como para recuperarla cir realiza conmutaciones ef-
ados en las secciones anterio clicas entre cero y un nivel
ran señales sinusoida- Asimismo, la energia preestablecido, y puede ser
hecho, la sinusoidal es eléctrica que impulsa las Kim-
la Forma de onda más común _ paras, computadoras, teloviso.
ay la más utili- res, neveras, mi
étriea o no simétrica, es
ecir permanecer 0 no el mis-
po er
1cen su Se utiliza en computadores,
uinas y de- mon ambos niveles.
para propé- mas ap
simulación,
os que
vida más cómoda y producti- sistemas digitales, redes de
va en el hogar, la oficina, la transmisión de datos y otras
Fabrica ete. es producida por aplicaciones similares.
nes, por ejemplo, se utilizan — una onda seno de potencia de
nds seno de ala frecuencia $0 0 60 Hz controlada por la Una onda triangular, f-
(RF) como portadoras para — compañía local de electricidad... gura 11.18, se caracteriza por
Sin embargo, existen también poscer dos pendientes, una po
js 8) otras señales no sinusoidales sitivao creciente y una negati
| que son bastante utilizadas en va. decreciente, que valan
3 lossistemaseeetrönicos.Einla nealmente entre dos valores
5 ~~ figura 11.18 se muestran las extremos y se repiten cíclic:
mente a una determinada fre
ee bocata fi inca Puede esi po
¡sonda cuadrada, gu sitiva o negativa, oscilar por
3 5) aseñal querea- encima o por debajo de cero.
+ liza conmutaciones cíclicas _Asimismo, puede ser simétri.
E {entre dos niveles de volta métrica, dependien-
una determinada frecuencia. — dodesila
Además, es simétrica, es de- ian onoa la misma velocidad.
cir per
po en ambos niveles. $ Un
entonces, que tiene un la onda triangular es la rampa.
trabajo (duty cycle) del 50%. _ oseñal diente de sierra, figu-
_ Una onda cuadrada puede ser ra 11.18c, caracterizada por
dos pendientes cam:
Tren de pulsos simétricos
À mismo tiem-
variante importante de
siempre positiva, siempre ne- — poseer una pendiente, la pos
gativa u oscilar por encima y tiva o la negativa, vertical, es
Onda triangular simétrice pordebajodecero. decir que conmuta instantánea-
v @) lzadapara propósitos dea mente de un valor extremo
por ejemplo probar amplifica- otto, Se utiliza principalmente
al à doreso sintetizar sonidos. como señal de barrido en os
o La ciloscopios, televisores, com.
Una señal de pulsos, fi- putadoras y otros sistemas si.
gural ilar lares que utilizan tubos de
Rampa ciente de sierra onda cuadrada en el sentido de — rayos catódicos (TRCs) como
Figura 11.18 Formas de onda no — ue oscila entre dos niveles de dispositivos de visualización de
shusoidales picas voltaje a una frecuencia deter- información.
También existen otras for
mas de onda no sinusoidales
lativamente más compl
que cumplen funciones espe-
cificas, por ejemplo represen-
tar una informa
y video que d
cida por un te
cumento que debe ser impre
so sobre una hoja de papel por
luna impresora. A continuación
examinaremos algunas confi
in de audio
ser reprodu-
visor o un do-
raciones sencillas de circui-
tos para producir ond:
dradas y triangulares, pulsos y
rampas. Más adelante veremos
algunos circuitos integrados
especializados en estas funcio-
nes como VCOs, PLLs y sin.
tetizadores de formas de onda.
dela figura 11500 periódicas.
es decirserepten exactamente
cuencia. De ac
como el Teorema de Fourier,
cualquier forma de onda peri
cade frecuencia o, indepen
pljidad, pu
de ser representa como la sum
sinusoidales de frecuencias mi
tiplos de fo (Zo, Mo, fo, ete
Est important resultado es ui
li
analiza los efectos de cualquier
¡pode señal aplicado un cri
dedo, Los
res de formas de onda.
rias (ARBs), por
itra-
11.6.1 interruptor abierto (VB=Vec).
Multivibradores Bajo esta condición, Cl co-
astables mienza a cargarse a través de
Una forma sencilla yclisicade RI desde Ve=0.
generar una onda cuadrada
métrica es utilizando el circui=—— Despuésde un tiempo,
tocon laestructura mostradaen — determinado por RICI, el vol
lafigura 11.19, denominado un _taje en el punto C (VC) alcan-
multivibrador astable. El za el valor VBE de disparo de
nombre de astable (no estable) Q2 (0.7V) y este último tran
se debe a que no permanece sistor entra en conducción
estable en ninguno de sus dos (VB=0). El otro transistor se
estados, sino que oscila entre bloquea (VA=Vec). Bajo esta
ellos, Básicamente consta de — condición, C2 comienza a car
dos transistores (DI Y Q2)en garse a través de R2 desde
configuración emisor común VD=0. Después de un tiempo
trabajando como interruptores — T2, determinado por RIC2, el
y dos redes RC(RICI y R2C2) - voltaje en el punto D alcanza
determinadoras de la frecuen- cl valor VBE de disparo de QI
cia de oscilación (0.7V) y este último entra en
conducción (VA=0).
1 momento de aplicar
potencia por primera vez al _El proceso se repite inde-
circuito, uno de los transisto- finidamente. Como resultado,
res, por ejemplo QI, conduce, en los colectores de Ql y Q2
es decir se satura, actuando se obtienen dos ondas cuadra-
como un interruptor cerrado — das positivas de la misma fre-
entre el punto A y tierra cuencia pero desfasadas 180°
(Va=0). El otro transistor (Q2) entre sí. Si RICI=R2C2=RC
se bloquea, actuando como un — y los dos transistores son
oe
Figure 11.19 Estructura de un oscilador de relajación con transistores
mas de onda no sinusoidales
lativamente más compl
que cumplen funciones espe-
cificas, por ejemplo represen-
tar una informa
y video que d
cida por un te
cumento que debe ser impre
so sobre una hoja de papel por
luna impresora. A continuación
examinaremos algunas confi
in de audio
ser reprodu-
visor o un do-
raciones sencillas de circui-
tos para producir ond:
dradas y triangulares, pulsos y
rampas. Más adelante veremos
algunos circuitos integrados
especializados en estas funcio-
nes como VCOs, PLLs y sin.
tetizadores de formas de onda.
dela figura 11500 periódicas.
es decirserepten exactamente
cuencia. De ac
como el Teorema de Fourier,
cualquier forma de onda peri
cade frecuencia o, indepen
pljidad, pu
de ser representa como la sum
sinusoidales de frecuencias mi
tiplos de fo (Zo, Mo, fo, ete
Est important resultado es ui
li
analiza los efectos de cualquier
¡pode señal aplicado un cri
dedo, Los
res de formas de onda.
rias (ARBs), por
itra-
11.6.1 interruptor abierto (VB=Vec).
Multivibradores Bajo esta condición, Cl co-
astables mienza a cargarse a través de
Una forma sencilla yclisicade RI desde Ve=0.
generar una onda cuadrada
métrica es utilizando el circui=—— Despuésde un tiempo,
tocon laestructura mostradaen — determinado por RICI, el vol
lafigura 11.19, denominado un _taje en el punto C (VC) alcan-
multivibrador astable. El za el valor VBE de disparo de
nombre de astable (no estable) Q2 (0.7V) y este último tran
se debe a que no permanece sistor entra en conducción
estable en ninguno de sus dos (VB=0). El otro transistor se
estados, sino que oscila entre bloquea (VA=Vec). Bajo esta
ellos, Básicamente consta de — condición, C2 comienza a car
dos transistores (DI Y Q2)en garse a través de R2 desde
configuración emisor común VD=0. Después de un tiempo
trabajando como interruptores — T2, determinado por RIC2, el
y dos redes RC(RICI y R2C2) - voltaje en el punto D alcanza
determinadoras de la frecuen- cl valor VBE de disparo de QI
cia de oscilación (0.7V) y este último entra en
conducción (VA=0).
1 momento de aplicar
potencia por primera vez al _El proceso se repite inde-
circuito, uno de los transisto- finidamente. Como resultado,
res, por ejemplo QI, conduce, en los colectores de Ql y Q2
es decir se satura, actuando se obtienen dos ondas cuadra-
como un interruptor cerrado — das positivas de la misma fre-
entre el punto A y tierra cuencia pero desfasadas 180°
(Va=0). El otro transistor (Q2) entre sí. Si RICI=R2C2=RC
se bloquea, actuando como un — y los dos transistores son
oe
Figure 11.19 Estructura de un oscilador de relajación con transistores
Ra
x
Re
10K
Figura 11.20 Generador de onda cuadrada con operacional
idénticos, ambas señales se-
cas. De lo cont
in rectangulares o asi:
métricas, En el primer caso,
la frecuencia de salid
dada por la sig
aproximada:
nte fórmula
tl
‘0.68RC
11.6.2 Osciladores
de relajación
El oscilador as
anteriormente es un ej
gando un
condensador através de una re
mente
vando el voltaje alean-
za un cierto valor umbral (0.7
Ven este caso). Así se pueden
generar fácilmente ondas cua
dradas, triangulares y rampas.
De hecho, en el circuito de
la figura 11.19, las señales en
los puntos D y C son básica
mente rampas o dientes de sie
a no lineales que pued
aprovechadas utilizando un
buffer. Altemativan
mt, el cir
cuito externo puede ser conf
gurado para invertir la polar
dad de la corriente de carga
umbral,
nerändose asf una onda trian:
gar de una rampa.
Aunque un oscilador de re-
izado ut
lizado transistores, FETS o dis
Injaciön puede serrea
positivos de resistencia negati
va(UJTs, PUTS, etc.) ladispo-
nibilidad de amplificadores ope-
racionales y circuitos integra
dos como el popular
sentan una mejor alternativa
Como ejemplos, en las figuras
11.20 a 11.22 se muestran va
raciones prácticas
de osciladores de relajación con
“amplificadores operacionales.
El circuito de la figura
11.20, desarrollado
de un amplificador operacio-
nal (U1) trabajando como
comparador, genera ondas
jadradas y triangulares simé
Irededor
tricas respecto a cero. La fre
cuencia de la oscilación la de-
termina la consta
po RC=RICI
te de tiem:
En el momento de aplicar
potencia por primera vez al
circuito, CI está descargado y
Va aplica:
do a la entrada inversora (-) de
UL es 0, Como resultado, la
salida (B) se satura positiva:
Vo=+Vec=e15V) y el
divisor R2R3 aplica un volta
je Ve=rVcc/2=+7.5V a la en:
trada no inversora (+).
mente
Al mi
no tiempo, Cl co
mienza a cargarse através de RI
en dirección de +Vec. Cuando
a +7.5V (4Vee/2), el
«comparador se dispara, causan:
do que la salida se sature n
tivamente (Vo=-Vec=-7.5V
Como resultado, Cl comier
descargarse a través de RI
dirección de "Vee. Cuando V
a a -7.5V (-Veel2
se disparae] comparador
y la salida se satura otra vez po-
Sitivamente (Vo=+Vce)
El proceso anterior se re=
La
cuencia de la oscilación para
el caso de R2=R3 está dad en
forma aproxi
pite indefinidamen
1
CC
siendo R=R1 y C=CI. Portan-
10, con los valores indicados,
el circuito de la figura 11.20,
produce una onda cuadrada de
salida (Vo) del orden de 45 Hz.
Aunque teórican
x
Re
10K
Figura 11.20 Generador de onda cuadrada con operacional
idénticos, ambas señales se-
cas. De lo cont
in rectangulares o asi:
métricas, En el primer caso,
la frecuencia de salid
dada por la sig
aproximada:
nte fórmula
tl
‘0.68RC
11.6.2 Osciladores
de relajación
El oscilador as
anteriormente es un ej
gando un
condensador através de una re
mente
vando el voltaje alean-
za un cierto valor umbral (0.7
Ven este caso). Así se pueden
generar fácilmente ondas cua
dradas, triangulares y rampas.
De hecho, en el circuito de
la figura 11.19, las señales en
los puntos D y C son básica
mente rampas o dientes de sie
a no lineales que pued
aprovechadas utilizando un
buffer. Altemativan
mt, el cir
cuito externo puede ser conf
gurado para invertir la polar
dad de la corriente de carga
umbral,
nerändose asf una onda trian:
gar de una rampa.
Aunque un oscilador de re-
izado ut
lizado transistores, FETS o dis
Injaciön puede serrea
positivos de resistencia negati
va(UJTs, PUTS, etc.) ladispo-
nibilidad de amplificadores ope-
racionales y circuitos integra
dos como el popular
sentan una mejor alternativa
Como ejemplos, en las figuras
11.20 a 11.22 se muestran va
raciones prácticas
de osciladores de relajación con
“amplificadores operacionales.
El circuito de la figura
11.20, desarrollado
de un amplificador operacio-
nal (U1) trabajando como
comparador, genera ondas
jadradas y triangulares simé
Irededor
tricas respecto a cero. La fre
cuencia de la oscilación la de-
termina la consta
po RC=RICI
te de tiem:
En el momento de aplicar
potencia por primera vez al
circuito, CI está descargado y
Va aplica:
do a la entrada inversora (-) de
UL es 0, Como resultado, la
salida (B) se satura positiva:
Vo=+Vec=e15V) y el
divisor R2R3 aplica un volta
je Ve=rVcc/2=+7.5V a la en:
trada no inversora (+).
mente
Al mi
no tiempo, Cl co
mienza a cargarse através de RI
en dirección de +Vec. Cuando
a +7.5V (4Vee/2), el
«comparador se dispara, causan:
do que la salida se sature n
tivamente (Vo=-Vec=-7.5V
Como resultado, Cl comier
descargarse a través de RI
dirección de "Vee. Cuando V
a a -7.5V (-Veel2
se disparae] comparador
y la salida se satura otra vez po-
Sitivamente (Vo=+Vce)
El proceso anterior se re=
La
cuencia de la oscilación para
el caso de R2=R3 está dad en
forma aproxi
pite indefinidamen
1
CC
siendo R=R1 y C=CI. Portan-
10, con los valores indicados,
el circuito de la figura 11.20,
produce una onda cuadrada de
salida (Vo) del orden de 45 Hz.
Aunque teórican
plitud de Vo es
igual a Vee, en
tica es siempre menor
debido a que la
los transistores de salida de U1
noes perfecta,
Si se requiere que Vo ten-
ga una amplitud prácticamen-
te igual a £Vec, deben utilizar
se amplificadores operaciona
les con transistores de salida
MOSFET complementarios
(CMOS). Estos dispositivos,
como el LMC6482, cl
CA3I60 y otros similares, se
denominan también amplifica
dores operacionales riel-a-
riel (rail-to-rail) y pueden rea:
liza siones de salida
completas hasta el valor de la
fuente, Lo mismo se aplica para
amplificadores, filtros y otros
circuitos con operacionales,
El circuito de la figura
senerador RC de
onda triangular desarrollado al
rededor de dos amplificadores.
operacionales, uno de los cus-
rador
Oyelotro
Al apli-
potencia por primera vez al
les actúa como compa
(UN) con respecto.
como integrador (L
cireuito, Cl está descargado, la
salida de UL está saturada ne:
ativamente (Va=-Vec) y la
salida de U2, que es la salida
del oscilador (Vs=Vo), comien-
za a aumentar en forma lineal
en dirección de +Vce
Cuando el voltaje en la
entrada no inversora (+) de
UL (VC) pasa por 0, la sali-
da del mismo se satura posi
tivamente (Va=+Vec) y Cl
comienza a cargarse e direc
ción de Vee. Como resulta
do, la salida de U2 (Vs=Vo)
comienza a disminuir en for-
ma lineal en dirección de
Vee. Cuando Ve pasa por 0,
el comparador de nuevo se
satura negativamente (V
Vee) y Vo comienza otra vez,
à aumentar linealme
rección de +Vec
nie en di
El proceso anterior se re
pite indefinidamente a una
rata o frecuencia determina:
da que depende de la constan:
te de tiempo RICI y del pun.
to de disparo del co
resultad
ción de una onda ti
métrica de salida (Vo) cuya
frecuencia y amplitud depen
den, respectivamente, de la
constante de tiempo RICI y
de la relación R3/R2. Con los
valores indicados, el circuito
dela figura 11.21 oscila
frecuencia de aproximada
mente 3kHz.
Ace
tv
11.22¢s un sencillo generador
de rampa desarrollado alrede-
dor de un amplificador opera-
cional (UN) y un transistor
n programable 0
PUT (QI). Este último es un
tipo especial de tiristor cuyo
punto de disparo puede ser
programado mediante un vol-
taje extemo aplicado a la com.
puerta (Vo). En nuestro caso,
este último lo fija el divisor
R3R4 y es del orden de 7.5V.
Cuando el vol
ánodo y el cátodo (VAR) es li
geramente superior a Vc+0.7V,
el PUT se dispara, actuando
‘como un interruptor cerrado.
Mientras este volta
perado, el dispositivo no condu-
ce, actuando como un imerrup-
tor abierto,
je entre el
Una vez disp
PUT solamente deja de cond
cir cuando se suspende la co-
rriente de ánodo (la) 0 VAR
desciende por debajo de un
5
o1
UN, U2: LFSS9 L458, ete.
‘Figura 11.21 Gonorador de onda trangular con operacionales
igual a Vee, en
tica es siempre menor
debido a que la
los transistores de salida de U1
noes perfecta,
Si se requiere que Vo ten-
ga una amplitud prácticamen-
te igual a £Vec, deben utilizar
se amplificadores operaciona
les con transistores de salida
MOSFET complementarios
(CMOS). Estos dispositivos,
como el LMC6482, cl
CA3I60 y otros similares, se
denominan también amplifica
dores operacionales riel-a-
riel (rail-to-rail) y pueden rea:
liza siones de salida
completas hasta el valor de la
fuente, Lo mismo se aplica para
amplificadores, filtros y otros
circuitos con operacionales,
El circuito de la figura
senerador RC de
onda triangular desarrollado al
rededor de dos amplificadores.
operacionales, uno de los cus-
rador
Oyelotro
Al apli-
potencia por primera vez al
les actúa como compa
(UN) con respecto.
como integrador (L
cireuito, Cl está descargado, la
salida de UL está saturada ne:
ativamente (Va=-Vec) y la
salida de U2, que es la salida
del oscilador (Vs=Vo), comien-
za a aumentar en forma lineal
en dirección de +Vce
Cuando el voltaje en la
entrada no inversora (+) de
UL (VC) pasa por 0, la sali-
da del mismo se satura posi
tivamente (Va=+Vec) y Cl
comienza a cargarse e direc
ción de Vee. Como resulta
do, la salida de U2 (Vs=Vo)
comienza a disminuir en for-
ma lineal en dirección de
Vee. Cuando Ve pasa por 0,
el comparador de nuevo se
satura negativamente (V
Vee) y Vo comienza otra vez,
à aumentar linealme
rección de +Vec
nie en di
El proceso anterior se re
pite indefinidamente a una
rata o frecuencia determina:
da que depende de la constan:
te de tiempo RICI y del pun.
to de disparo del co
resultad
ción de una onda ti
métrica de salida (Vo) cuya
frecuencia y amplitud depen
den, respectivamente, de la
constante de tiempo RICI y
de la relación R3/R2. Con los
valores indicados, el circuito
dela figura 11.21 oscila
frecuencia de aproximada
mente 3kHz.
Ace
tv
11.22¢s un sencillo generador
de rampa desarrollado alrede-
dor de un amplificador opera-
cional (UN) y un transistor
n programable 0
PUT (QI). Este último es un
tipo especial de tiristor cuyo
punto de disparo puede ser
programado mediante un vol-
taje extemo aplicado a la com.
puerta (Vo). En nuestro caso,
este último lo fija el divisor
R3R4 y es del orden de 7.5V.
Cuando el vol
ánodo y el cátodo (VAR) es li
geramente superior a Vc+0.7V,
el PUT se dispara, actuando
‘como un interruptor cerrado.
Mientras este volta
perado, el dispositivo no condu-
ce, actuando como un imerrup-
tor abierto,
je entre el
Una vez disp
PUT solamente deja de cond
cir cuando se suspende la co-
rriente de ánodo (la) 0 VAR
desciende por debajo de un
5
o1
UN, U2: LFSS9 L458, ete.
‘Figura 11.21 Gonorador de onda trangular con operacionales
=. chos casos. Además, sobre él
10K ¿oK se ha escrito mucha literatura
y existen cientos de libros, ar
‘Vee
tículos y documentos sobre
sus aplicaciones reales y po:
tenciales, En este curso lo ut
lizaremos frecuentemente.
En la figura 11.23 se
muestra la distribución de pi-
nes del circuito integrado 53
cápsula plástica DIP de $ pi
nes. Puede estar etiquetado
ferencias dependiendo del fa
bricante (NESSS, pAS55
M555, SN72555, XR-
CAS55. HA1755, MCIAS.
TATSSSP, ECG9SS, etc.)
cierto valor mínimo, Hamado 11.6.3 El circuito También se consigue en otras
voltaje de valle (VV). Para el. integrado 555 presentaciones, incluyendo
PUT ECG6402 uilizado, VV Un nivel de sofisticación más cápsulas metálicas para apli
Figura 11.22 Genorador de rampa cor
operacional y PUT
es del orden de IV. Con los elevado en el diseño de osci- caciones industriales, SO para
conceptos anteriores claros, re= ladores de relajación se consi
sulta sencillo comprender
plicaciones de montaje st
© utilizando circuitos inte- perficial (SMT), ete
como opera el circuit. grados especializados en la
eneración de formas de onda.
Enel momento de aplicar Un ejemplo clásico y siempre || Wu,
potencia por primera vez al actual es el temporizador ori. [ONO Nee =>
mismo, Cl está descargado, mer 555, probablemente el — Ll rigger pesearga LL
Ql está OFF (abierto) y lasa- chip más popular, juntoconel y a
lida de ICI (Vo) comienza a microprocesador y el micro- Seda Un
aumentar linealmente en di- controlador. de la breve histo- u
rección de +Vee. Cuando el rin de la electrónica, Se D
voltaje a través de Cl (VAR)
es ligeramente superior a Introducido originalmente
8.2V (VG+0.7V), QI condu- al mercado por Signetics en
ce y descarga rápidamente el 1972, las aplicaciones del 555
condensador, Durante la des- son tan numerosas que prácti
carga de Cl, VAK desciende camente no existe un sistema | A
por debajo de IV (VV) y, por _ electrónico que no lo utilice de
tanto, QI se bloquea de nue- alguna forma. Su versatilidad,
vo, permitiendo que Cl vuel- bajo costo y sencillez de uso 10 aura 11.29 Creuto negado
va otra vez a cargarse hacen imprescindible en mu- 585 Di
ión de pines
10K ¿oK se ha escrito mucha literatura
y existen cientos de libros, ar
‘Vee
tículos y documentos sobre
sus aplicaciones reales y po:
tenciales, En este curso lo ut
lizaremos frecuentemente.
En la figura 11.23 se
muestra la distribución de pi-
nes del circuito integrado 53
cápsula plástica DIP de $ pi
nes. Puede estar etiquetado
ferencias dependiendo del fa
bricante (NESSS, pAS55
M555, SN72555, XR-
CAS55. HA1755, MCIAS.
TATSSSP, ECG9SS, etc.)
cierto valor mínimo, Hamado 11.6.3 El circuito También se consigue en otras
voltaje de valle (VV). Para el. integrado 555 presentaciones, incluyendo
PUT ECG6402 uilizado, VV Un nivel de sofisticación más cápsulas metálicas para apli
Figura 11.22 Genorador de rampa cor
operacional y PUT
es del orden de IV. Con los elevado en el diseño de osci- caciones industriales, SO para
conceptos anteriores claros, re= ladores de relajación se consi
sulta sencillo comprender
plicaciones de montaje st
© utilizando circuitos inte- perficial (SMT), ete
como opera el circuit. grados especializados en la
eneración de formas de onda.
Enel momento de aplicar Un ejemplo clásico y siempre || Wu,
potencia por primera vez al actual es el temporizador ori. [ONO Nee =>
mismo, Cl está descargado, mer 555, probablemente el — Ll rigger pesearga LL
Ql está OFF (abierto) y lasa- chip más popular, juntoconel y a
lida de ICI (Vo) comienza a microprocesador y el micro- Seda Un
aumentar linealmente en di- controlador. de la breve histo- u
rección de +Vee. Cuando el rin de la electrónica, Se D
voltaje a través de Cl (VAR)
es ligeramente superior a Introducido originalmente
8.2V (VG+0.7V), QI condu- al mercado por Signetics en
ce y descarga rápidamente el 1972, las aplicaciones del 555
condensador, Durante la des- son tan numerosas que prácti
carga de Cl, VAK desciende camente no existe un sistema | A
por debajo de IV (VV) y, por _ electrónico que no lo utilice de
tanto, QI se bloquea de nue- alguna forma. Su versatilidad,
vo, permitiendo que Cl vuel- bajo costo y sencillez de uso 10 aura 11.29 Creuto negado
va otra vez a cargarse hacen imprescindible en mu- 585 Di
ión de pines
-onvencional consta width modulation). En este Inernamente, el voltaje
internamente de 23 transistores, caso, el chip trabaja en el aplicado a la ent
2 diodos y 12 resistencias. Ope- modo monostable, pero la du- comparador UL es igual a las
acontensiones de alimentación — ración del pulso se controla dos terceras partes (2/3) del
desde 4.5 V hasta 18 V y puede mediante un voltaje n (Vee)
aplicado al pin 5. Las sehales y el aplicado a la entrada (+)
ta de 200 mA, una capacidad PWM son muy utilizadas en de U2 a una tercera (1/3) par
suficiente para impulsar directa- sistemas de comunicaciones y _ te del mismo. Los voltajes an
da €) del
erno _ voltaje de alimentaci
mente LEDs, zumbadores,bobi- de control de potencia. teriores se denominan voltajes
nas derelé, parlantes piezocléc- de referencia. La función de
wicos yotroscomponentes.Ade- En la figura 11.24 se Ra, Rb y Re es, precisamente,
mäs, es directamente compatible — muestra la estructura interna establecer estos voltajes de re
con circuitos integrados digita- — de bloques, simplificada, del ferencia. El voltaje externo
les est a entrada (+) de UI
Consta, básicamente, de aplicadoa
dos comparadores de voltaje — se denomina voltaje de umbral
(UL y U2), un flip-flop (U3), y el aplicado a la entrada (+)
puede ser configu: un amplificador de corriente de U2 voltaje de disparo.
ndares, que es otra de sus
grandes v
El
rado para operar en dos modos 0 buffer (U4) y un &
básicos: como multivibrador de descarga (QD). L
astable y como multivibrador.— tencia Ra, Rb y Re son de 5 | mentación de 9V (Ve
monostable. En el modo asta- —KQ y sirven como divisores ant
ble actúa como un oscilador de de voltaje. El dorsu- taje de referencia de la entra:
relajación, generando untrende perior(Ul) se denominacom- — da(-) de UI es igual a 6V y el
pulsos simétricos oasimétricos. — parador de umbral threshold) — de la entrada (+) de U2 es igual
En el modo monostable actúa y el inferior (U2) comparador a 3V. Los voltajes de umbral y
como un temporizador, gene- de disparo (trigger ). de disparo puede
resis- Utilizando un voltaje de ali
jor significa que el vol
adoptar
duración en respuesta a una or
den de disparo, sss}
En ambos casos, produce ru > u
ales positivas con una am cnr A our
plc próxima. igual al vola O |
je de alimentación. La frecuen- RS” À
cia, el ciclo de trabajo y la dura ‘ > M ql
ción o ancho de los pulsos se TRG :
Comparador
progran ho dodispare -onst
diante resis
dores de valor adecuado,
Otro modo de operación
portante,
esta sección, es como ge
nerador de pulsos de anchur
modulada o PWM (pulse Figur 1124 ©
Fa = Rb Ro = Ka
it ue no trataremos
Estructura interna simpiicada
internamente de 23 transistores, caso, el chip trabaja en el aplicado a la ent
2 diodos y 12 resistencias. Ope- modo monostable, pero la du- comparador UL es igual a las
acontensiones de alimentación — ración del pulso se controla dos terceras partes (2/3) del
desde 4.5 V hasta 18 V y puede mediante un voltaje n (Vee)
aplicado al pin 5. Las sehales y el aplicado a la entrada (+)
ta de 200 mA, una capacidad PWM son muy utilizadas en de U2 a una tercera (1/3) par
suficiente para impulsar directa- sistemas de comunicaciones y _ te del mismo. Los voltajes an
da €) del
erno _ voltaje de alimentaci
mente LEDs, zumbadores,bobi- de control de potencia. teriores se denominan voltajes
nas derelé, parlantes piezocléc- de referencia. La función de
wicos yotroscomponentes.Ade- En la figura 11.24 se Ra, Rb y Re es, precisamente,
mäs, es directamente compatible — muestra la estructura interna establecer estos voltajes de re
con circuitos integrados digita- — de bloques, simplificada, del ferencia. El voltaje externo
les est a entrada (+) de UI
Consta, básicamente, de aplicadoa
dos comparadores de voltaje — se denomina voltaje de umbral
(UL y U2), un flip-flop (U3), y el aplicado a la entrada (+)
puede ser configu: un amplificador de corriente de U2 voltaje de disparo.
ndares, que es otra de sus
grandes v
El
rado para operar en dos modos 0 buffer (U4) y un &
básicos: como multivibrador de descarga (QD). L
astable y como multivibrador.— tencia Ra, Rb y Re son de 5 | mentación de 9V (Ve
monostable. En el modo asta- —KQ y sirven como divisores ant
ble actúa como un oscilador de de voltaje. El dorsu- taje de referencia de la entra:
relajación, generando untrende perior(Ul) se denominacom- — da(-) de UI es igual a 6V y el
pulsos simétricos oasimétricos. — parador de umbral threshold) — de la entrada (+) de U2 es igual
En el modo monostable actúa y el inferior (U2) comparador a 3V. Los voltajes de umbral y
como un temporizador, gene- de disparo (trigger ). de disparo puede
resis- Utilizando un voltaje de ali
jor significa que el vol
adoptar
duración en respuesta a una or
den de disparo, sss}
En ambos casos, produce ru > u
ales positivas con una am cnr A our
plc próxima. igual al vola O |
je de alimentación. La frecuen- RS” À
cia, el ciclo de trabajo y la dura ‘ > M ql
ción o ancho de los pulsos se TRG :
Comparador
progran ho dodispare -onst
diante resis
dores de valor adecuado,
Otro modo de operación
portante,
esta sección, es como ge
nerador de pulsos de anchur
modulada o PWM (pulse Figur 1124 ©
Fa = Rb Ro = Ka
it ue no trataremos
Estructura interna simpiicada
cualquier valor entre 0 y 9V. decir para variar sus caracterís ‘Cuando las entradas R y $
Si, en estas condiciones, se ticas de acuerdo a una señal de se hacen ambas bajas, el esta
aplica un voltaje de umbral de control. Encondicionesnorma- do de salida previamente esta
TV a la entrada (+) de Ul y les, se recor
nda conectar el blecido se mantiene, es decir
un voltaje de disparo de SV a pinSatierraatravés deuncon- queda memorizado. Por tanto,
la entrada (-) de U2, la salida — densador de 0.01 pF. el flip-flop se comporta como
de UI será alta(9V), porque una especie de interruptor 0
TV>6V, y la salida do U2 será — Las salidas de Ul y de U2 caja de seguridad con memo
baja(0V), porque 3V<SV.Del está conectadas internamen- ria que atrapa o aldabilla un 1
mismo modo se procede pa
analizar otras sit
te, en su orden, a las entra- 0 un 0, y no cambia
aciones. das R (reset )y S (set) de un hasta que no se establezca la
flip-flop R-S (U3), un dis- combinación apropiada de ni
La entrada no inversora (+) positivo digital cuya función veles en las entradas R y $.
delcomparadordeumbral (U1) es memorizar un nivel de
es accesible extemamente por voltaje alto, digamos 9V, o —— Elpind(RESETORST) hace
el pin 3 (TRESHOLD o TRH) y bajo (OV), dependiendo del — baja la salida Q cuando reci
la entrada inversora (-) del. estado de las entradas R y S. be un nivel bajo, sin importar
Ry
por el pin 2 (TRIGGER o TRG). . refleja en la salida Q. La sa- S. En condiciones normales.
El voltaje de referencia de am- lida Q (léase no Q o Q ne- ste pin debe mantenerse aun
bos comparadores se puede — gada) tiene siempre un esta- nivel alto
variar mediante un voltaje ex- do contrario. Es decir, si Q tivo opa
temo aplicado al pin 8 (CON- es alta (9V), entonces Q es se recomienda dejarlo al aire.
TROL OCN1). Este terminal se aja, y vie
wi a digital, un nivelde Lasalida Q del flip lop
comparador de disparo (U2) EI estado de este voltaje se el estado de las entrad
ra que el disposi-
correctamente, No
za para modular pulsos, es minolo;
voltaje alto se conoce como mentael buffer o amplificador
1 (uno) y un nivel de voltaje de corriente U4 y la salida Q
TE. bajo como 0 (cero). la base del transistor QI. El
m av propósito del buffer es aumen-
= La operación de un flip- tar la capacidad de corriente
flop R-S, que se analiza con del flip. flop. La salida del bu-
E más detalle en un capítulo pos- fer es accesible externamen:
|, vo terior dedicado alos creitos te desde el pin 3 (OUTPUT o
FA digitales, es muy simple: cuan- OUT). Este pin es la salida fi-
dose aplica momentáneamen- nal del chip.
te un nivel de voltaje alto
entrada S y uno bajo a la El transistor QI se utiliza
GT co: ada R, la salida Q se hace como un interruptor control.
aT E rada R, la salida Q se h un interruptor control
alta, En cambio, ise aplicaun — do digitalmente, Cuando la sa
alto a R y S está en bajo, la lidaQes alta, QI conduce, es
salida Q se hace baja. En el decir se satura, actuando como.
primer caso, se dice que el lip- un interruptor cerrado, ycı
flop está en set (puesto a 1) y do Qes baja deja de conducir
o en de Em el segundo que esta en re- es deci, se bloquea, actuando
ke con 555 set (puesto 0). ‘como un interruptor abierto.
Si, en estas condiciones, se ticas de acuerdo a una señal de se hacen ambas bajas, el esta
aplica un voltaje de umbral de control. Encondicionesnorma- do de salida previamente esta
TV a la entrada (+) de Ul y les, se recor
nda conectar el blecido se mantiene, es decir
un voltaje de disparo de SV a pinSatierraatravés deuncon- queda memorizado. Por tanto,
la entrada (-) de U2, la salida — densador de 0.01 pF. el flip-flop se comporta como
de UI será alta(9V), porque una especie de interruptor 0
TV>6V, y la salida do U2 será — Las salidas de Ul y de U2 caja de seguridad con memo
baja(0V), porque 3V<SV.Del está conectadas internamen- ria que atrapa o aldabilla un 1
mismo modo se procede pa
analizar otras sit
te, en su orden, a las entra- 0 un 0, y no cambia
aciones. das R (reset )y S (set) de un hasta que no se establezca la
flip-flop R-S (U3), un dis- combinación apropiada de ni
La entrada no inversora (+) positivo digital cuya función veles en las entradas R y $.
delcomparadordeumbral (U1) es memorizar un nivel de
es accesible extemamente por voltaje alto, digamos 9V, o —— Elpind(RESETORST) hace
el pin 3 (TRESHOLD o TRH) y bajo (OV), dependiendo del — baja la salida Q cuando reci
la entrada inversora (-) del. estado de las entradas R y S. be un nivel bajo, sin importar
Ry
por el pin 2 (TRIGGER o TRG). . refleja en la salida Q. La sa- S. En condiciones normales.
El voltaje de referencia de am- lida Q (léase no Q o Q ne- ste pin debe mantenerse aun
bos comparadores se puede — gada) tiene siempre un esta- nivel alto
variar mediante un voltaje ex- do contrario. Es decir, si Q tivo opa
temo aplicado al pin 8 (CON- es alta (9V), entonces Q es se recomienda dejarlo al aire.
TROL OCN1). Este terminal se aja, y vie
wi a digital, un nivelde Lasalida Q del flip lop
comparador de disparo (U2) EI estado de este voltaje se el estado de las entrad
ra que el disposi-
correctamente, No
za para modular pulsos, es minolo;
voltaje alto se conoce como mentael buffer o amplificador
1 (uno) y un nivel de voltaje de corriente U4 y la salida Q
TE. bajo como 0 (cero). la base del transistor QI. El
m av propósito del buffer es aumen-
= La operación de un flip- tar la capacidad de corriente
flop R-S, que se analiza con del flip. flop. La salida del bu-
E más detalle en un capítulo pos- fer es accesible externamen:
|, vo terior dedicado alos creitos te desde el pin 3 (OUTPUT o
FA digitales, es muy simple: cuan- OUT). Este pin es la salida fi-
dose aplica momentáneamen- nal del chip.
te un nivel de voltaje alto
entrada S y uno bajo a la El transistor QI se utiliza
GT co: ada R, la salida Q se hace como un interruptor control.
aT E rada R, la salida Q se h un interruptor control
alta, En cambio, ise aplicaun — do digitalmente, Cuando la sa
alto a R y S está en bajo, la lidaQes alta, QI conduce, es
salida Q se hace baja. En el decir se satura, actuando como.
primer caso, se dice que el lip- un interruptor cerrado, ycı
flop está en set (puesto a 1) y do Qes baja deja de conducir
o en de Em el segundo que esta en re- es deci, se bloquea, actuando
ke con 555 set (puesto 0). ‘como un interruptor abierto.
Con las ideas anteriores cle
ras, resultará muy sencillo en.
tender como trabaja el 555
cuando se controla mediante
componentes externos. Por
ahora examinaremos algunas
estructuras sencillas de osci-
lajación que lo
utilizan cómo bloque cons
tructivo básico,
ladores de rel
En la
¡estra la conf
como mult
table o!
pulsos, En este modo de fun.
cionamiento, con el cua
11.25 se
uraciön del
ibrador as-
enerador de trenes de
tamos familiarizados desde el
Experimento 7.1 (ver p
177), el pin 2 se conecta di-
rectamente al pin 6
de una resistencia (R2
7. Esta última, junto con RI y
CI, determinan las caracterís
ticas de la señal de salida dis
ponible en el pin 3 (OUT).
La resistencia RI actúa
también como carga de colec-
tor del transistor, Asumiremos
que se utiliza una tension de
mentación (Vec) de 12V.
Alaplicar potencia por pr
mera vez al circuito, Cl está
descargado (V2=V6=0V) y por
tanto las entradas (+) y (-) de UL
y U2 reciben ambas OV. Puesto.
que las entradas (- de U y (+
de
de referencia de 8V (2Vec/3) y
AV (Veo!3), respectivamente
las salidas correspondientes son
un nivel bajo de OV y un nivel
alto de 12V.
Como resultado de lo an:
lida Q del flip-flop,
que se refleja en el pin 3 (Vo)
es un nivel alto de 12V y la
salida Q un nivel bajo de OV.
Por tanto, QI no conduce, per
mitiendo que C1 se pueda car
gar a través de RI+R2 en di-
rección de +Vec. Cuando el
voltaje sobre C1 llega a 4V
(Vec/3), la salida de U2 se
(OV), pero no suce
de nada con el nivel de salida
debido a la acción de memo.
ria del flip-flop. Por tanto, Vo
sigue siendo alta y aproxima-
damente igual a Vee (12V).
Sin embargo, cuando el
voltaje sobre CI llega a SV
(2Vce/3), la sa
hace alta, aplicando u
alto de 12V ala entrada R del
flip-flop. Puesto que la entra
da $ de este último ya tiene
aplicado un nivel bajo (OV),
la salida Q, y por tanto Vo,
se hace baja (OV), mientras
que la salida Q se hace alta
(12V). Como resultado, QI
conduce, actuando como un
da de Ul se
interruptor cerrado entre el
pin 7 y tierra. A partir de en.
tonces, C1 comienza a des
cargarse a través de R2.
Nuevamente, cuando el
voltaje sobre CI desciende a
AV (Vec/3), U2 se dispara, el
flip-flop cambia de estado y la
salida Q se hace otra vez a
ini
El proceso se repite
‚mente. El resultado neto es
jeración en el pin 3 del
un tren de pulsos posi-
la
ncia y dura-
ción dependen de los valores
deR1,R2yC2, La frecuencia
de la oscilación está dada por
la fórmula
1
(0593(1+2A2J01)
siendo
Te+Td el perio:
do de la onda, es decir la suma
de los tiempos de cal
Cl. Estos
últimos, equivalentes respect
vamente a los tiempos que la
señal de salida pe
alto y en bajo, se evalúan me-
Te = 0.693 (R1+R2)C1
Td =0.693R2C1
TorTd= 4
seventy
Figura 11.26 Osellador de
frecuencia variable entre 650 He
72ktte con 555
ras, resultará muy sencillo en.
tender como trabaja el 555
cuando se controla mediante
componentes externos. Por
ahora examinaremos algunas
estructuras sencillas de osci-
lajación que lo
utilizan cómo bloque cons
tructivo básico,
ladores de rel
En la
¡estra la conf
como mult
table o!
pulsos, En este modo de fun.
cionamiento, con el cua
11.25 se
uraciön del
ibrador as-
enerador de trenes de
tamos familiarizados desde el
Experimento 7.1 (ver p
177), el pin 2 se conecta di-
rectamente al pin 6
de una resistencia (R2
7. Esta última, junto con RI y
CI, determinan las caracterís
ticas de la señal de salida dis
ponible en el pin 3 (OUT).
La resistencia RI actúa
también como carga de colec-
tor del transistor, Asumiremos
que se utiliza una tension de
mentación (Vec) de 12V.
Alaplicar potencia por pr
mera vez al circuito, Cl está
descargado (V2=V6=0V) y por
tanto las entradas (+) y (-) de UL
y U2 reciben ambas OV. Puesto.
que las entradas (- de U y (+
de
de referencia de 8V (2Vec/3) y
AV (Veo!3), respectivamente
las salidas correspondientes son
un nivel bajo de OV y un nivel
alto de 12V.
Como resultado de lo an:
lida Q del flip-flop,
que se refleja en el pin 3 (Vo)
es un nivel alto de 12V y la
salida Q un nivel bajo de OV.
Por tanto, QI no conduce, per
mitiendo que C1 se pueda car
gar a través de RI+R2 en di-
rección de +Vec. Cuando el
voltaje sobre C1 llega a 4V
(Vec/3), la salida de U2 se
(OV), pero no suce
de nada con el nivel de salida
debido a la acción de memo.
ria del flip-flop. Por tanto, Vo
sigue siendo alta y aproxima-
damente igual a Vee (12V).
Sin embargo, cuando el
voltaje sobre CI llega a SV
(2Vce/3), la sa
hace alta, aplicando u
alto de 12V ala entrada R del
flip-flop. Puesto que la entra
da $ de este último ya tiene
aplicado un nivel bajo (OV),
la salida Q, y por tanto Vo,
se hace baja (OV), mientras
que la salida Q se hace alta
(12V). Como resultado, QI
conduce, actuando como un
da de Ul se
interruptor cerrado entre el
pin 7 y tierra. A partir de en.
tonces, C1 comienza a des
cargarse a través de R2.
Nuevamente, cuando el
voltaje sobre CI desciende a
AV (Vec/3), U2 se dispara, el
flip-flop cambia de estado y la
salida Q se hace otra vez a
ini
El proceso se repite
‚mente. El resultado neto es
jeración en el pin 3 del
un tren de pulsos posi-
la
ncia y dura-
ción dependen de los valores
deR1,R2yC2, La frecuencia
de la oscilación está dada por
la fórmula
1
(0593(1+2A2J01)
siendo
Te+Td el perio:
do de la onda, es decir la suma
de los tiempos de cal
Cl. Estos
últimos, equivalentes respect
vamente a los tiempos que la
señal de salida pe
alto y en bajo, se evalúan me-
Te = 0.693 (R1+R2)C1
Td =0.693R2C1
TorTd= 4
seventy
Figura 11.26 Osellador de
frecuencia variable entre 650 He
72ktte con 555
Note que el tiempo de Ñ El 355 puede ser también
descargos siempre miäsripi- Do ssvasisv configurado para producirram:
do que el de carga porque R2 pas y ondas triangulares. La
idea básicas cargar el conden:
es menor que RI-+R2. La rel
ción porcentual entre el tiem-
sador de temporización a 1
vés de una fuente de corriente
constante. En a figura 11.28se
muestra como ejemplo ur
nerador de rampa de IKHz que
utiliza un transistor PNP (Q2)
po de carga y el período (Te/
T) define el duty eyele o ciclo
de trabajo (D) de la señal de
salida, Esto es
O0 = x 100 coma Hate de core
hasta 10V Ve ua ue
Diana 100 faves 895 (UD ein
dose el ciclo, EI buffer U2
omo. costs on À te rapa a
ite 1135 pacs wiles circa de figura 11.25 pra
men Figura 1.27 Osclador do 12AHz obtener una onda tr
952 Hz con un ciclo de traba- yo) conS8
jodel 50.5%. Esto implica que Para finalizar, en la figu-
laonda cscasísimétrica y que puede ser variada entre 650Hz ra 11.29 se muestra la forma
cada pulso permanece en su. Y7.2KHz. Note, sinembargo, de conf
nivel alto alto o activo, con quealvariarla frecuenciatam- temporizador o multivibra-
bién varia el cielo de trabajo, dor monostable. En este
tun tren de pulsos de
durante 0.53 ms de cadaciclo. Y Viceversa, modo de funcionamiento, los
3] resto del tiempo (0.52 ms) pines 6 y 7 están conectados
permanece en su nivel bajoo Algunas aplicaciones, por entre sí y el pin 2 a un nivel
inactivo (OV). ejemplo el control de la veloci- — alto (Vcc) a través de R2. Por
dad de motores DC, requieren — tanto, la salida del 555 (ICI)
ajo (OV) y el transis:
¡vamente constante mien- tor QI de este último mantie
modificada de varias maneras tas Se varía el ciclo de trabajo. ne a C1 descargado. Al pulsar
diferentes. En la figura 11.26, dentro de un amplio rango. En — momentáneamente SI, el pin
porejemplo, se muestra como la figura 11.27 se muestra una 2 recibe un bajo (OV). Como
puede ser utilizado el 555 forma de conseguir este efecto. resultado, la salida del 5:
como un generador de pulsos Los diodos DI y D2 obligan a (pin 3) se hace alta (Vcc).
de frecuencia variable Cl acargarse através deRI+R3
y a descargarse a través de R2 Bajo estas condiciones,
En este caso, R2 se susti- Con los valores indicados, la QI se bloquea, permitiendo
La configuración bi
de la figura 11.25 puede ser Tel
ación es que Cl se cargue a través de
tuye por una resistencia fijaen frecuencia de ose
con un potenciómetro =l2kHzyelciclodetrabajoes RI en dirección de +Vec.
(R3). Con los valores indica- variable entre el 1% y el 99%, Cuando el voltaje sobre C1 Île
dos, la frecuencia de salida — aproximadamente, ga a 2Vee/3, el flip-flop inter
descargos siempre miäsripi- Do ssvasisv configurado para producirram:
do que el de carga porque R2 pas y ondas triangulares. La
idea básicas cargar el conden:
es menor que RI-+R2. La rel
ción porcentual entre el tiem-
sador de temporización a 1
vés de una fuente de corriente
constante. En a figura 11.28se
muestra como ejemplo ur
nerador de rampa de IKHz que
utiliza un transistor PNP (Q2)
po de carga y el período (Te/
T) define el duty eyele o ciclo
de trabajo (D) de la señal de
salida, Esto es
O0 = x 100 coma Hate de core
hasta 10V Ve ua ue
Diana 100 faves 895 (UD ein
dose el ciclo, EI buffer U2
omo. costs on À te rapa a
ite 1135 pacs wiles circa de figura 11.25 pra
men Figura 1.27 Osclador do 12AHz obtener una onda tr
952 Hz con un ciclo de traba- yo) conS8
jodel 50.5%. Esto implica que Para finalizar, en la figu-
laonda cscasísimétrica y que puede ser variada entre 650Hz ra 11.29 se muestra la forma
cada pulso permanece en su. Y7.2KHz. Note, sinembargo, de conf
nivel alto alto o activo, con quealvariarla frecuenciatam- temporizador o multivibra-
bién varia el cielo de trabajo, dor monostable. En este
tun tren de pulsos de
durante 0.53 ms de cadaciclo. Y Viceversa, modo de funcionamiento, los
3] resto del tiempo (0.52 ms) pines 6 y 7 están conectados
permanece en su nivel bajoo Algunas aplicaciones, por entre sí y el pin 2 a un nivel
inactivo (OV). ejemplo el control de la veloci- — alto (Vcc) a través de R2. Por
dad de motores DC, requieren — tanto, la salida del 555 (ICI)
ajo (OV) y el transis:
¡vamente constante mien- tor QI de este último mantie
modificada de varias maneras tas Se varía el ciclo de trabajo. ne a C1 descargado. Al pulsar
diferentes. En la figura 11.26, dentro de un amplio rango. En — momentáneamente SI, el pin
porejemplo, se muestra como la figura 11.27 se muestra una 2 recibe un bajo (OV). Como
puede ser utilizado el 555 forma de conseguir este efecto. resultado, la salida del 5:
como un generador de pulsos Los diodos DI y D2 obligan a (pin 3) se hace alta (Vcc).
de frecuencia variable Cl acargarse através deRI+R3
y a descargarse a través de R2 Bajo estas condiciones,
En este caso, R2 se susti- Con los valores indicados, la QI se bloquea, permitiendo
La configuración bi
de la figura 11.25 puede ser Tel
ación es que Cl se cargue a través de
tuye por una resistencia fijaen frecuencia de ose
con un potenciómetro =l2kHzyelciclodetrabajoes RI en dirección de +Vec.
(R3). Con los valores indica- variable entre el 1% y el 99%, Cuando el voltaje sobre C1 Île
dos, la frecuencia de salida — aproximadamente, ga a 2Vee/3, el flip-flop inter
ES
Figura 11.28 Generador de rampa de Iktiz con 555
no del 555 cambia de estado y
lasalida de este último se hace
otra vez baja (Vcc),
En otras palabras, se ha
producido un pulso o emisión
simple (one shot). El proceso
se repite cada vez que se pul
sa SI. La duración del pulso,
es decir el tiempo que dura
alta la salida, contado a partir
del momento en que se accio-
na SI, está dada por la siguien
te formula:
=
1R1C1
Portanto, con los valores de
«componentes indicados, a dura
cióndel pulsoenel circuit del:
figura 11.29csde=800 ms. Los
pulsos simples son muy utiliza
das en electrónica para propósi-
s de temporización y sineroni
ción de eventos. El disparo
puede ser realizado manualmer
le, como en este caso, o elect
ente desde otros circuitos,
ncho del pulso de disparo, es
decir el tiempo que dura en bajo
(OV) el pin, debe ser mayor de
100ns y menor que el ancho del
pulso de salida deseado.
11.7 Osciladores
controlados por
voltaje (VCOs)
Unosciladorcontrolado por vol:
taje o VCO (Voltage Controlled
Oscllaton, como su nombre lo
dica, es un circuito que produ
a de salida, general
‘mente una onda cuadrada, tian
proporcional aun voltaje decon-
tol DC. Por la mismarazón, los
VCOS se denominan también
convertidores V/F o de volta
Aunque es posible imple
mentar una gran variedad de
esquemas de conversión de
voltaje a frecuencia utiliza
do componentes discretos, la
solución más sencilla, econó:
mica y eficiente es el empleo
de circuitos integrados es
cificamente diseñados para
esta función. Algunos ejem:
plos representativos son el
NES66, el LM331, el 8038,
el XR2206, el 1648, el 4024,
cl ADS37, el AD650, el
VFC32, el VFC62C, el
TSC9401, lu serie 7ALS624-
9, la serie 4151-:
Muchos de estos dispositi-
vos proporcionan frecuencias de
salida hasta de 200MH o mis
sSVasisv
Vuttivibrador
Figura 11.28 Generador de rampa de Iktiz con 555
no del 555 cambia de estado y
lasalida de este último se hace
otra vez baja (Vcc),
En otras palabras, se ha
producido un pulso o emisión
simple (one shot). El proceso
se repite cada vez que se pul
sa SI. La duración del pulso,
es decir el tiempo que dura
alta la salida, contado a partir
del momento en que se accio-
na SI, está dada por la siguien
te formula:
=
1R1C1
Portanto, con los valores de
«componentes indicados, a dura
cióndel pulsoenel circuit del:
figura 11.29csde=800 ms. Los
pulsos simples son muy utiliza
das en electrónica para propósi-
s de temporización y sineroni
ción de eventos. El disparo
puede ser realizado manualmer
le, como en este caso, o elect
ente desde otros circuitos,
ncho del pulso de disparo, es
decir el tiempo que dura en bajo
(OV) el pin, debe ser mayor de
100ns y menor que el ancho del
pulso de salida deseado.
11.7 Osciladores
controlados por
voltaje (VCOs)
Unosciladorcontrolado por vol:
taje o VCO (Voltage Controlled
Oscllaton, como su nombre lo
dica, es un circuito que produ
a de salida, general
‘mente una onda cuadrada, tian
proporcional aun voltaje decon-
tol DC. Por la mismarazón, los
VCOS se denominan también
convertidores V/F o de volta
Aunque es posible imple
mentar una gran variedad de
esquemas de conversión de
voltaje a frecuencia utiliza
do componentes discretos, la
solución más sencilla, econó:
mica y eficiente es el empleo
de circuitos integrados es
cificamente diseñados para
esta función. Algunos ejem:
plos representativos son el
NES66, el LM331, el 8038,
el XR2206, el 1648, el 4024,
cl ADS37, el AD650, el
VFC32, el VFC62C, el
TSC9401, lu serie 7ALS624-
9, la serie 4151-:
Muchos de estos dispositi-
vos proporcionan frecuencias de
salida hasta de 200MH o mis
sSVasisv
Vuttivibrador
5, RL el valor de resistencia en-
tte los pines 6 y 8 (Vee), y CI
el valor de capacitanciaentre los
pines 7 y 1 (GND)
El valor del voltaje de
control (Ve) lo determina, en
este caso, el divisor R2R3R4
y debe estar en el rango de
0.78Veea Vee para garantizar
operación lineal. Asimismo,
RI debe estar entre 2kQ y
25kQ. El dispositivo opera
con tensiones de
entre 10V y 24V. Acoplando
imentaciön
una señal AC al pin 5, el cir-
Figura 11.20 Digrama interno de bloques y circulo básico de usiización — Cuito se convierte en un gene
¿dl osolador controlado por voie (VEO) NESS rador de señales de FM (fre-
rangos de variación de frecuen- de salida (fo), variable en un — cuencia modulada)
cia superiores a 1000:1,niveles rango de 10 a 1 mediante un
de lincalidad hasta del 0.005% — voltaje de control aplicado al Por ejemplo, con
‘mejores, ete. Enla mayoríade — pin, está dada porlasiguien- Vee=+12V, RI=5.6kQ,
los casos producen ondas cua- te fórmula c
dradas y requieren una red RC
cextema para fjar la frecuencia cados en la figura 11.30, Ve
nominal. Casi todos utilizan able entre 9V y 11.7V,
fuentes de corriente internas siendo Vecel voltaje dealimen- Por tanto, la frecuencia de
para generar ondas triangulares _ tación aplicado al pin 8, Ve el las señales de salida es va-
rampas. Los más sofisticados, — voltajedecontrolaplicadoalpin riable entre 1.79kHz y 17.9
como el 8038 y el 2206, sumi-
nistran también ondas seno.
OOS y los di
lores de componentes indi-
más va:
En la figura 11.30 se
muestra como ejemplo el dia av
grama interno de bloques del
NES66 de Signetics, pionero nn
de los VCOs integrados. Este Peas
dispositivo, que suministra sts
ondas cuadradas (pin 4) y
triangulares (pin 3), incluye en
una misma cápsula DIP de 8
pines una fuente de corriente
constante, un comparador
Schmitt trigger y dos amplifi-
cadores buffer. La frecuencia
Figura 11.31 Gonerador de onda cuadrada y triangular práctico con el
VCO NESSO.
tte los pines 6 y 8 (Vee), y CI
el valor de capacitanciaentre los
pines 7 y 1 (GND)
El valor del voltaje de
control (Ve) lo determina, en
este caso, el divisor R2R3R4
y debe estar en el rango de
0.78Veea Vee para garantizar
operación lineal. Asimismo,
RI debe estar entre 2kQ y
25kQ. El dispositivo opera
con tensiones de
entre 10V y 24V. Acoplando
imentaciön
una señal AC al pin 5, el cir-
Figura 11.20 Digrama interno de bloques y circulo básico de usiización — Cuito se convierte en un gene
¿dl osolador controlado por voie (VEO) NESS rador de señales de FM (fre-
rangos de variación de frecuen- de salida (fo), variable en un — cuencia modulada)
cia superiores a 1000:1,niveles rango de 10 a 1 mediante un
de lincalidad hasta del 0.005% — voltaje de control aplicado al Por ejemplo, con
‘mejores, ete. Enla mayoríade — pin, está dada porlasiguien- Vee=+12V, RI=5.6kQ,
los casos producen ondas cua- te fórmula c
dradas y requieren una red RC
cextema para fjar la frecuencia cados en la figura 11.30, Ve
nominal. Casi todos utilizan able entre 9V y 11.7V,
fuentes de corriente internas siendo Vecel voltaje dealimen- Por tanto, la frecuencia de
para generar ondas triangulares _ tación aplicado al pin 8, Ve el las señales de salida es va-
rampas. Los más sofisticados, — voltajedecontrolaplicadoalpin riable entre 1.79kHz y 17.9
como el 8038 y el 2206, sumi-
nistran también ondas seno.
OOS y los di
lores de componentes indi-
más va:
En la figura 11.30 se
muestra como ejemplo el dia av
grama interno de bloques del
NES66 de Signetics, pionero nn
de los VCOs integrados. Este Peas
dispositivo, que suministra sts
ondas cuadradas (pin 4) y
triangulares (pin 3), incluye en
una misma cápsula DIP de 8
pines una fuente de corriente
constante, un comparador
Schmitt trigger y dos amplifi-
cadores buffer. La frecuencia
Figura 11.31 Gonerador de onda cuadrada y triangular práctico con el
VCO NESSO.
Avis Detector
CONVENCIONES
= Frecuencia de entrada
fo= Frecuencia de salida e
sacs pd A
AS tocan
Ver Ernie
Sen
N veo
detector de las
ve =Vollaje de sada de ro
N: Ganarea devote | Figura 11.3
de ampilcado
nente. El 11.8 Lazos de amarre fa
básica de un ercuo PLL clásico
kHz, aproximad: de esta última con la del
rango de frecuencias de ope- de fase (PLLs) VCO y generaun voltaje propor:
ración del NES66 se extien- Una de las aplicaciones más — cional ala diferencia de fase en
de desde menos de 1 Hz has- _ interesantes de los osciladores — tre ambas señales. Una vez fil
ta más
ración a muy bajas frecuen- lazos de a
cas, Cl debe scr un conden- PLLS (Phase Locke
1 MHz. Para ope- controlados por voltaje son los — trado y amplificado, este voltaje
re de fase o — causaquela frecuencia del VCO
su valor central
Loops). (fo)sedesvie de
sador electrélitico de buena — UnPLL.es básicamente un sis- (fe) yseenganche con|a frecuen:
calidad, es decir de muy ba- — tema de control de frecuencia — cia de entrada (M. Para que esto
jas pérdidas constituido por un VCO, un sea posible, fi debe estar dentro
da alrededor de fe de-
da el rango de capt
detector de fase, un filtro pa- deunab:
En la figura 11.31 se sabajos y un amplificador, co- nomi
euito práctico de VCO con se muestra enla
N
taje de control Ve aplicado a sición es conse;
ados en lazo cerrado como
a 11.32
sica de esta dispo- U
tra otro ejemplo de cir- ne
66. En este caso, el vol- La ide
vir que che, la frecuencia de sali
la fuente de corriente es fijo VCO se “enganche” con la da (fo) es igual ala frecuencia
(=10.9V). La variación de la señal de entrada, es decir que de entrada (fi) Si, por alguna
frecuencia de salida se reali- — oscile a la misma frecuencia — razón, fi cambia, el VCO va
za desde la red RC mediante _ y/o siga orastree las variacio- riard automáticamente su fre
el trimmer R4. Los limites nes de frecuencia de la misma — cuencia hasta conseguir el en-
superior e inferior del rango dentro de un amplio rango. — ganche. Esto será posible
de frecuencias de cubrimien- mientras fi se mantenga den-
to son determinados por CL Sin sefal de entrada(Vi=0), tro de una banda de frecuen
Por ejemplo, con Cl=47pF, el VCO de un PLL oscila a una — cias alrededor de fe denomi
la frecuencia de-las senales frecuencianominalocentral(fc). nada el rango de amarre
de salida es variable desde 1 Cuando se aplica una señal de (AfL) del PLL. Por re
Hz hasta 10Hz. trad, el detector compara lan
AfL>>Afp. En muchos
CONVENCIONES
= Frecuencia de entrada
fo= Frecuencia de salida e
sacs pd A
AS tocan
Ver Ernie
Sen
N veo
detector de las
ve =Vollaje de sada de ro
N: Ganarea devote | Figura 11.3
de ampilcado
nente. El 11.8 Lazos de amarre fa
básica de un ercuo PLL clásico
kHz, aproximad: de esta última con la del
rango de frecuencias de ope- de fase (PLLs) VCO y generaun voltaje propor:
ración del NES66 se extien- Una de las aplicaciones más — cional ala diferencia de fase en
de desde menos de 1 Hz has- _ interesantes de los osciladores — tre ambas señales. Una vez fil
ta más
ración a muy bajas frecuen- lazos de a
cas, Cl debe scr un conden- PLLS (Phase Locke
1 MHz. Para ope- controlados por voltaje son los — trado y amplificado, este voltaje
re de fase o — causaquela frecuencia del VCO
su valor central
Loops). (fo)sedesvie de
sador electrélitico de buena — UnPLL.es básicamente un sis- (fe) yseenganche con|a frecuen:
calidad, es decir de muy ba- — tema de control de frecuencia — cia de entrada (M. Para que esto
jas pérdidas constituido por un VCO, un sea posible, fi debe estar dentro
da alrededor de fe de-
da el rango de capt
detector de fase, un filtro pa- deunab:
En la figura 11.31 se sabajos y un amplificador, co- nomi
euito práctico de VCO con se muestra enla
N
taje de control Ve aplicado a sición es conse;
ados en lazo cerrado como
a 11.32
sica de esta dispo- U
tra otro ejemplo de cir- ne
66. En este caso, el vol- La ide
vir que che, la frecuencia de sali
la fuente de corriente es fijo VCO se “enganche” con la da (fo) es igual ala frecuencia
(=10.9V). La variación de la señal de entrada, es decir que de entrada (fi) Si, por alguna
frecuencia de salida se reali- — oscile a la misma frecuencia — razón, fi cambia, el VCO va
za desde la red RC mediante _ y/o siga orastree las variacio- riard automáticamente su fre
el trimmer R4. Los limites nes de frecuencia de la misma — cuencia hasta conseguir el en-
superior e inferior del rango dentro de un amplio rango. — ganche. Esto será posible
de frecuencias de cubrimien- mientras fi se mantenga den-
to son determinados por CL Sin sefal de entrada(Vi=0), tro de una banda de frecuen
Por ejemplo, con Cl=47pF, el VCO de un PLL oscila a una — cias alrededor de fe denomi
la frecuencia de-las senales frecuencianominalocentral(fc). nada el rango de amarre
de salida es variable desde 1 Cuando se aplica una señal de (AfL) del PLL. Por re
Hz hasta 10Hz. trad, el detector compara lan
AfL>>Afp. En muchos
casos se incluyen divisores de
recuencia pr
bas entradas del detector de
fase, constituyendo lo que se
denomina un PLL sintetiza-
dor de frecuencia,
Un PLL puede ser imple-
mentado con componentes dis
retos en combinación con
plificadores operacionales. Sin
embargo, una solución más sen
«illa, económica y eficiente es
utilizar circuitos int
amente desarrollados para
este fin, como los de las series
LMS6x, XR21x, XR221x,
40468, etc. La mayoría de estos
chips incorporan, como mínimo,
yunVCO en
bién se
un detector de fase
la misma cápsula,
dispone de chips dedicados para
sistemas PLL (detectores de fase,
'VCOs, divisores de frecuencia y
filtros), asf como de PLLS para
zadores de frecuenc
adore de tonos, generad
señales de video, detectores de
FM, etc)
Enla figura 11.33 se mues-
tracomoejemplocl diagramain-
temo de bloques y ladistribución
de pines del LMS67, un PLL cl
sico diseñado para actuar como
decodificador de tonos. Básica:
mente consiste de dos detecto
res de fi
un VCO qu
a central del
dor. Cuando esta última
de con la frecuencia de la
de entrada (pin 3), la salida (pin
8) se hace baja (OV), Mientras
cuen decodifica-
esto no suceda yla frecuencia de
rada es a de la ban
da de paso del decodificador, la
salida es de nivel alto (+Vec).
sé por fue
En la figura 11.34 se indi
la forma de utilizar un
LM567 como generador de
fon
as de onda. En este caso,
la entrada del PLL (pin 3) se
conecta atierra para deshabil
tar a función de decodificación
y contribuir a la estabilización
del oscilador. Mediante esta
disposición, en el pin 5 se ob
tiene una onda cuadrada y en
Figura 11.33 Diagrama interno de bloques del PLL LMS67
Figura 11.34 Generador de onda
cuadrada y triangular pr
el pin 6 una onda tri
Puesto que
alta impedan
tas salidas son de
ladas del circuito de utilización
a través de un buffer. La fre
cuencia de salida se puede eva
luar en forma aproximada me
e Fórmula:
1
TAROT
Por ejemplo, con C4 de
OA y los demás valores
de componentes indicados en
figura 11.34, la fr
de las ondas cuadrada
diante la sigu
gular de salida es variable en
el rango de 870Hz a 880 Hz,
aproximadamente. El NES67
recuencia pr
bas entradas del detector de
fase, constituyendo lo que se
denomina un PLL sintetiza-
dor de frecuencia,
Un PLL puede ser imple-
mentado con componentes dis
retos en combinación con
plificadores operacionales. Sin
embargo, una solución más sen
«illa, económica y eficiente es
utilizar circuitos int
amente desarrollados para
este fin, como los de las series
LMS6x, XR21x, XR221x,
40468, etc. La mayoría de estos
chips incorporan, como mínimo,
yunVCO en
bién se
un detector de fase
la misma cápsula,
dispone de chips dedicados para
sistemas PLL (detectores de fase,
'VCOs, divisores de frecuencia y
filtros), asf como de PLLS para
zadores de frecuenc
adore de tonos, generad
señales de video, detectores de
FM, etc)
Enla figura 11.33 se mues-
tracomoejemplocl diagramain-
temo de bloques y ladistribución
de pines del LMS67, un PLL cl
sico diseñado para actuar como
decodificador de tonos. Básica:
mente consiste de dos detecto
res de fi
un VCO qu
a central del
dor. Cuando esta última
de con la frecuencia de la
de entrada (pin 3), la salida (pin
8) se hace baja (OV), Mientras
cuen decodifica-
esto no suceda yla frecuencia de
rada es a de la ban
da de paso del decodificador, la
salida es de nivel alto (+Vec).
sé por fue
En la figura 11.34 se indi
la forma de utilizar un
LM567 como generador de
fon
as de onda. En este caso,
la entrada del PLL (pin 3) se
conecta atierra para deshabil
tar a función de decodificación
y contribuir a la estabilización
del oscilador. Mediante esta
disposición, en el pin 5 se ob
tiene una onda cuadrada y en
Figura 11.33 Diagrama interno de bloques del PLL LMS67
Figura 11.34 Generador de onda
cuadrada y triangular pr
el pin 6 una onda tri
Puesto que
alta impedan
tas salidas son de
ladas del circuito de utilización
a través de un buffer. La fre
cuencia de salida se puede eva
luar en forma aproximada me
e Fórmula:
1
TAROT
Por ejemplo, con C4 de
OA y los demás valores
de componentes indicados en
figura 11.34, la fr
de las ondas cuadrada
diante la sigu
gular de salida es variable en
el rango de 870Hz a 880 Hz,
aproximadamente. El NES67
‘Contormedor
Se onda seno
¡Generador
emo
TRIANGULAR,
Mutplexor
Comparador [+] CUADRADA
3
\ Synch 4
pa >
4
| Poo!
Detector 3
ae Pol
‘ saxo
sde O.01Hz hi
SOOKHZ y trabaja con tensio
TSV hasta OV
11.9 Otros
generadores de
formas de onda
integrados
Actualmente, además
porizadores como el
VCOs como el 566 y PLLs
como el 567, se dispone de un
DEND|
au Jizador do funciones MAXOSE.
formas de onda muy precisas,
estables y flexibles, con un r
imo de componentes exter
y dentro de un amplio rango de
frecuencias de operación. U
jemplo representativo del es
tado del arte en este campo es
el MAX038 de MAXIM
El MAXO38, disponible
n cápsula DIP de 20 pines,
roduce formas de onda trian:
gular, diente de sierra, senc
cuadrada y pulsos. La frecuen-
cia de salida de estas señales
es controlable en el rango de
0.1Hz a 20MHz media
tipo bandgap de 2.5V y unared
RC externa. El MAXO38 px
mite también controlar fácil
mente el ciclo de trabajo, así
como realizar, de manera
arrido de frecuencia y otras
:esamiento de señales. En la
figura 11.35 se muestra la ar
quitectura interna simplifica:
a de este chip.
1 coraén del MAX038 es,
Se onda seno
¡Generador
emo
TRIANGULAR,
Mutplexor
Comparador [+] CUADRADA
3
\ Synch 4
pa >
4
| Poo!
Detector 3
ae Pol
‘ saxo
sde O.01Hz hi
SOOKHZ y trabaja con tensio
TSV hasta OV
11.9 Otros
generadores de
formas de onda
integrados
Actualmente, además
porizadores como el
VCOs como el 566 y PLLs
como el 567, se dispone de un
DEND|
au Jizador do funciones MAXOSE.
formas de onda muy precisas,
estables y flexibles, con un r
imo de componentes exter
y dentro de un amplio rango de
frecuencias de operación. U
jemplo representativo del es
tado del arte en este campo es
el MAX038 de MAXIM
El MAXO38, disponible
n cápsula DIP de 20 pines,
roduce formas de onda trian:
gular, diente de sierra, senc
cuadrada y pulsos. La frecuen-
cia de salida de estas señales
es controlable en el rango de
0.1Hz a 20MHz media
tipo bandgap de 2.5V y unared
RC externa. El MAXO38 px
mite también controlar fácil
mente el ciclo de trabajo, así
como realizar, de manera
arrido de frecuencia y otras
:esamiento de señales. En la
figura 11.35 se muestra la ar
quitectura interna simplifica:
a de este chip.
1 coraén del MAX038 es,
ma onda triangular y dos on- à onda triangular se en Como ejemplo de aplica
as cuadradas desfasadas 90° via también a un comparador, — ción del MAX038. en la figu
tre sí, es decir en cuadratu- el cual produce en la salida ra 11.36 se muestra un gener:
La onda triangular es con- SYNC (pin 14) una ondacua- dor de onda seno simétrica
ertida por uncircuito confor- drada positiva de SV que pue- frecuencia variable y amplitod
dor en una onda seno de de ser utilizada para sincroni- „constant. En ste caso.
aja distorsión y amplitud — zarsistemas digitales neas de selección Al y AO son
constante. Las ondas en cua respectivamente, de nivel alto
ratura, porsu parte, soncon=—— Lasdosondascuadrasge- (Vec) y de nivel bajo (GND),
vertidas en una onda cuadra- —neradas porel oxilador básico La tensión de alimentación
da Gnica mediante un compa- alimentan también las entradas E£SV) se aplica a los pines 20
dor digital. de un detector de fase. Este li: (V-)y 17 (V2). La seal de
morecibe porlacnwadaPDI pin lida tiene una amplitud nom
as ondas seno, triangu- 13) la señal de un osciladorex- nal de 2Vpp. La frecuencia de
multiplexor análogo, que ae- (in 12) un wen rectangular de RIN y se eva a parir de la
a como selector, controlado _ pulsosde comiete, permitiendo siguiente fm
diante dos líneas digitales In configuración de bucles de
de direccionamiento (Al. amarre de fase (PLL), sintetiza Deere
AO). Estas últimas determi- — dores de frecuencia, decodifica- Ex be
an cual de las tres formas de dores de tonos y otros circuitos siendo VRE el valor de
fer y se similares.Sinoseutlizaestede- voltaje de referencia intern
s PDI y PDO de V), RIN la resistenc
(OUT, pin 19) ben serconcetadas a tier ivalente entre los pines 1
(REE) y 10 (UN) y CF la e
HEE pacitancia equivalente entre
wl los pines 5 (COSC) y 6
als (GND). Por ejemplo, si
A CF-0.IHF la frecuencia de la
onda se envia al buf
ansfiere a la salida final tector, ls
Frecuencia
de la figura 11.36 es variable
entre 2kHz y 15kHz.
onda integrado muy popu:
lares el XR-2206 de Exa
la figura 11.37 se muestr
aplicación
Elcir
ble entre onda seno u onda
triangular (pin 2). El amplifi
Figura 11.36 Genercor de onda seno práctico con MAX038 «sido operaciónal previb CUZ
as cuadradas desfasadas 90° via también a un comparador, — ción del MAX038. en la figu
tre sí, es decir en cuadratu- el cual produce en la salida ra 11.36 se muestra un gener:
La onda triangular es con- SYNC (pin 14) una ondacua- dor de onda seno simétrica
ertida por uncircuito confor- drada positiva de SV que pue- frecuencia variable y amplitod
dor en una onda seno de de ser utilizada para sincroni- „constant. En ste caso.
aja distorsión y amplitud — zarsistemas digitales neas de selección Al y AO son
constante. Las ondas en cua respectivamente, de nivel alto
ratura, porsu parte, soncon=—— Lasdosondascuadrasge- (Vec) y de nivel bajo (GND),
vertidas en una onda cuadra- —neradas porel oxilador básico La tensión de alimentación
da Gnica mediante un compa- alimentan también las entradas E£SV) se aplica a los pines 20
dor digital. de un detector de fase. Este li: (V-)y 17 (V2). La seal de
morecibe porlacnwadaPDI pin lida tiene una amplitud nom
as ondas seno, triangu- 13) la señal de un osciladorex- nal de 2Vpp. La frecuencia de
multiplexor análogo, que ae- (in 12) un wen rectangular de RIN y se eva a parir de la
a como selector, controlado _ pulsosde comiete, permitiendo siguiente fm
diante dos líneas digitales In configuración de bucles de
de direccionamiento (Al. amarre de fase (PLL), sintetiza Deere
AO). Estas últimas determi- — dores de frecuencia, decodifica- Ex be
an cual de las tres formas de dores de tonos y otros circuitos siendo VRE el valor de
fer y se similares.Sinoseutlizaestede- voltaje de referencia intern
s PDI y PDO de V), RIN la resistenc
(OUT, pin 19) ben serconcetadas a tier ivalente entre los pines 1
(REE) y 10 (UN) y CF la e
HEE pacitancia equivalente entre
wl los pines 5 (COSC) y 6
als (GND). Por ejemplo, si
A CF-0.IHF la frecuencia de la
onda se envia al buf
ansfiere a la salida final tector, ls
Frecuencia
de la figura 11.36 es variable
entre 2kHz y 15kHz.
onda integrado muy popu:
lares el XR-2206 de Exa
la figura 11.37 se muestr
aplicación
Elcir
ble entre onda seno u onda
triangular (pin 2). El amplifi
Figura 11.36 Genercor de onda seno práctico con MAX038 «sido operaciónal previb CUZ
ovary
U2 cAs140
Figura 11.37 Generador p
recibe laseñal de barrido (Vi),
actuando como convertidor de
cia de salida se evalua mes
te la siguiente fórmula
fo = S20T(mA)
Ca(uF)
siendo IT (mA) la corriente
que luye porel terminal de em:
(Pla
capacitancia de temporización
(pines 5 y 6). El pin 7 está pola-
rizado internamente en 3.125.
El valor de IT (3mA, máximo)
depende del voltaje de control
aplicado por U2 (Ve, pin 6) y de
los valores de RS y RG. Con los
valores indicados en la figura
1137, eleireito proporciona fre
cuencas de salida entre 78 Hz
(Ve=5.125V) y 21 kHz (Ve=0)
porización (pin 7) y
El potenciómetro P2 debe
set ajustado de modo que pro-
luzca una caída de OV a tra
de RS cuando Vi=0. Este últi-
hd out mur |.
E 7 pr
x 2206
Ym EA Eu
da | ©
ono am | 1/15"
e ı
a
on a ir
Guy aes SRY
ca L +
DoS = =
mapuede fluctuarentre O y IOV, — La frecuencia de oscila
el tanque
actiia como control de amplitud — resonante LIC1. La realimen-
de la onda seno o triangular se- — tación del oscilador se deriva
leccionada mediante SI. Estas de LI. La onda sinusoidal se
máximo. El potenciometro Pl ción la determi
últimas son ajustables desde — salida, dispoible en el pin 7,
cerohasta 6Vppy 3Vpp.respec- se transfiere al circuito de uti-
2V. La lización a través de C6, Este
jadradaes — último debe ser se
tivamente, con Vel
amplitud de la onda
eccionado
prácticamente igualal voltaje de de modo que sea inferior a
alimentación. Laimpedanciade 0.15C1. El ose
salida es del orden de OR. NE602 puede
con cristales y otros circuitos
jones de RF, LC (Colpits, Clapp, etc.)
alternativa es el
sezclador doblemente balan- Actualmente, para aplica
ceado NE602, un chip de Spi- — ciones que requieren frecuen
P
que incluye un oscilador ff- sas y estables, son muy popu
ble para la lares los oselladores modula-
producción de ondas seno res, figura 11.39. Este tipo de
hasta de varios cientos de me- _ dispositivos no requieren com
ertzios. En la figura 1 ponentes externos, son muy
se muestra como ejemplo de compacts y a
aplicación un oscilador Hart- proporeionar señales de pulsos
ley de 15 MHz con NE602 y de otras formas de onda
¡cima de 2.5
jor del
bien operar
nes muy popular y versátil cias de referencia mı
cilmente confi
que hace uso de esta opción. _recueneias por
U2 cAs140
Figura 11.37 Generador p
recibe laseñal de barrido (Vi),
actuando como convertidor de
cia de salida se evalua mes
te la siguiente fórmula
fo = S20T(mA)
Ca(uF)
siendo IT (mA) la corriente
que luye porel terminal de em:
(Pla
capacitancia de temporización
(pines 5 y 6). El pin 7 está pola-
rizado internamente en 3.125.
El valor de IT (3mA, máximo)
depende del voltaje de control
aplicado por U2 (Ve, pin 6) y de
los valores de RS y RG. Con los
valores indicados en la figura
1137, eleireito proporciona fre
cuencas de salida entre 78 Hz
(Ve=5.125V) y 21 kHz (Ve=0)
porización (pin 7) y
El potenciómetro P2 debe
set ajustado de modo que pro-
luzca una caída de OV a tra
de RS cuando Vi=0. Este últi-
hd out mur |.
E 7 pr
x 2206
Ym EA Eu
da | ©
ono am | 1/15"
e ı
a
on a ir
Guy aes SRY
ca L +
DoS = =
mapuede fluctuarentre O y IOV, — La frecuencia de oscila
el tanque
actiia como control de amplitud — resonante LIC1. La realimen-
de la onda seno o triangular se- — tación del oscilador se deriva
leccionada mediante SI. Estas de LI. La onda sinusoidal se
máximo. El potenciometro Pl ción la determi
últimas son ajustables desde — salida, dispoible en el pin 7,
cerohasta 6Vppy 3Vpp.respec- se transfiere al circuito de uti-
2V. La lización a través de C6, Este
jadradaes — último debe ser se
tivamente, con Vel
amplitud de la onda
eccionado
prácticamente igualal voltaje de de modo que sea inferior a
alimentación. Laimpedanciade 0.15C1. El ose
salida es del orden de OR. NE602 puede
con cristales y otros circuitos
jones de RF, LC (Colpits, Clapp, etc.)
alternativa es el
sezclador doblemente balan- Actualmente, para aplica
ceado NE602, un chip de Spi- — ciones que requieren frecuen
P
que incluye un oscilador ff- sas y estables, son muy popu
ble para la lares los oselladores modula-
producción de ondas seno res, figura 11.39. Este tipo de
hasta de varios cientos de me- _ dispositivos no requieren com
ertzios. En la figura 1 ponentes externos, son muy
se muestra como ejemplo de compacts y a
aplicación un oscilador Hart- proporeionar señales de pulsos
ley de 15 MHz con NE602 y de otras formas de onda
¡cima de 2.5
jor del
bien operar
nes muy popular y versátil cias de referencia mı
cilmente confi
que hace uso de esta opción. _recueneias por
Este capitulo sobre osciled
fi Tomo 2 del Curso
Práctico de Electrónica Digital
de CEKIT, dedi a
M CEKIT
- Videos
Figura 11.38 Osciador sinusoidal de RF con NEG02 Electronica modema básica
GHz. Son generalmente dise- representativo es el módulo Electrics prác todos
ños híbridos IMT o SMTcon- IQVCXO-490 de C-MAC Iso
trolados a cristal. Frequency Products, disponi- Toso sb
ble en versiones desde 1.0 has. bee tran
Existen varios tipos deos- 1a 30.0 MHz y controlable con Seres de 4 vid
ciladores modulares depen- voltajes entre 0.5V y 4.5V.
diendo de sus características Entrenadorcs y Kits
constructivas particulares. Las LosTCXOsylosOCXOs — Amplificadores de and
categorías máscomunes son los son los osciladores modulares —— K052,K059.K115,K147,K156
relojes a cristal (clocks), los que proveen los más altos ni- KI66.K173, Kira
VCXOs (osciladores a eristal veles de estabilidad con respec rtrenador análogo (K-
controlados por voltaje), los — to al tiempo y la temperatura, ntrenador básico (EB-1
TCXOs (osciladores a cristal Un ejemplo representativo es
‘con compensación de tempera- TCXO de 155.52 MHz de Sun: u K025.K0
tura) y los OCXOs (osciladores — riseTek, que opera hasta 70°C 5 adores de
cristal controlados porhomo). ÿ proporciona una estabilidad mas de onda (K013, KO68,
de +2 ppm. K069, K124, KI4
Los relojes a cristal repre
sentan los dis
tos posibles. Un ejemplo repre
sentativo es el módulo CC532de
Cardinal Components, que mide
apenas 5.0x3.2x1.0 mm y puede
ser configurado de Fábrica para
proporcionar cualquier frecuencia.
en elrango de 2.5 a 67.0 MHz
Los VCXOS se diferen
cian de los relojes a cristal por
su habilidad p
zados sobre un rango limitado
de frecuencias mediante un
voltaje externo. Un ejemplo.
ser sintoni-
fi Tomo 2 del Curso
Práctico de Electrónica Digital
de CEKIT, dedi a
M CEKIT
- Videos
Figura 11.38 Osciador sinusoidal de RF con NEG02 Electronica modema básica
GHz. Son generalmente dise- representativo es el módulo Electrics prác todos
ños híbridos IMT o SMTcon- IQVCXO-490 de C-MAC Iso
trolados a cristal. Frequency Products, disponi- Toso sb
ble en versiones desde 1.0 has. bee tran
Existen varios tipos deos- 1a 30.0 MHz y controlable con Seres de 4 vid
ciladores modulares depen- voltajes entre 0.5V y 4.5V.
diendo de sus características Entrenadorcs y Kits
constructivas particulares. Las LosTCXOsylosOCXOs — Amplificadores de and
categorías máscomunes son los son los osciladores modulares —— K052,K059.K115,K147,K156
relojes a cristal (clocks), los que proveen los más altos ni- KI66.K173, Kira
VCXOs (osciladores a eristal veles de estabilidad con respec rtrenador análogo (K-
controlados por voltaje), los — to al tiempo y la temperatura, ntrenador básico (EB-1
TCXOs (osciladores a cristal Un ejemplo representativo es
‘con compensación de tempera- TCXO de 155.52 MHz de Sun: u K025.K0
tura) y los OCXOs (osciladores — riseTek, que opera hasta 70°C 5 adores de
cristal controlados porhomo). ÿ proporciona una estabilidad mas de onda (K013, KO68,
de +2 ppm. K069, K124, KI4
Los relojes a cristal repre
sentan los dis
tos posibles. Un ejemplo repre
sentativo es el módulo CC532de
Cardinal Components, que mide
apenas 5.0x3.2x1.0 mm y puede
ser configurado de Fábrica para
proporcionar cualquier frecuencia.
en elrango de 2.5 a 67.0 MHz
Los VCXOS se diferen
cian de los relojes a cristal por
su habilidad p
zados sobre un rango limitado
de frecuencias mediante un
voltaje externo. Un ejemplo.
ser sintoni-
Indice Analitico Tomo 2
Circuitos análogos y digitales
Todos ls items o conceptos relacionados por orden alfabético en este índice son importantes. continuación de cada
uno se indican as páginas donde se introduce ose explica cada uno, Las temas o paginas resaltadofals en rojo
Inden a definiciones o explicaciones de términos lave
los resaltados en azul experimentos, Los demás corres
dores, 233 clase B con Datlington, 264 Coeficiente térmico, 230
278 clase B con transistores, 261 Comparadores de voltaje, 240
A,237 clase €, 270 Condensadores de desacople, 256
27 clase D, 270 Condensadores de paso, 256
237,261 clase 6, 270 Convertidores de potencia, 181,18
27 con circuitos integrados, 271 Convertidores V/F. 315
Clases y tips, 237 de simetría complementaria, 262 Corriente de ajuste, 205
Datlington, 264 Drivers o excitadres paa, 264 Corriente de espera, 232
de alta frecuencia, ver Ade RE encontrafase, 261 Corriente de polarización,
de audio, ver dado Polarzación de, 263 Corriente de reposo, 202,232
de baja señal, 237,251 pose pull. 261 Cristales, 299
¿e base común, 2 Amplificadores de RF, 251,273 Criterio de Barkhausen, 295
¿e colector común, 2 de banda ancha, 274 Crossover, 262
contrafse, 261 de banda estrecha, 277 Crowbar, 218
¿e emisor comin, 257 Amplificadores operacionales, 297 Curvas características, 198, 252
de excitación o drivers, 264 ideales, 238 Darlington. Pa, 199, 258
de inramentación. 247 Operaciónen!azo abieto de, 240 — Darlington complementario Par 265
de potencia, ver Ade porencia — — Operaciónenlazocerrado de, 241 | Detectores de cruce por cero, 241
de señal grande, 237 Parámetros delos, 249 Diferenciadores, 249
desiesticunicomplereneizó5 Qué son ls. 238 Diodosreguldoresdeconiente, 228
¿e simetría complementaria, 262 rul-to-ail. 301 Disipadores de calor, 220
diferenciadores, 249 reales, 239 Distorsión de cruce, 262
diferenciales, 248, 257 los de transistores, 231 Divisores de fas, 262
hibrido, 238 Ancho de, 236,283 Drivers, 264, 199
integradores, 249 Banda de detención, 281.282 Dropout, 201
inversores, 242 Banda pasante, 281 Duty oycle, 314
mezcladores, 246 CCapacitancia de carga. 300 Ejercicios de dise
modilares, 275 Carreras térmicas, 27 190,222, 283, 288, 29,
multictspa, 258 Cireuitos electrónicos, 169 Efecto Miller, 274
no inversores, 245 Circuito(s)integrado(s),169 Efecto piezoclécico, 299
operacionales, ver A. opercionales — análogos, 175 Eficiencia, 261
par serio paralelo, 275 Analogo digitales, 176 Entrenadores didacticos, 322
Puraapliccionesespeificas,278 Cómo se fabrican los, 173 Espejos de corriente, 231, 263
Parámetros delos 235 de película, 176 Estabilidad, 232,295
push-pull, 261 digitales, 176 Experimentos, 177, 192,20,
Qué son los, 244 DIP 172,177 223, 266, 303
seguidores de voltaje, 245 hibridos, 173, 176 tld, 19
Amplificadores de audi, 237,251 monolíticos, 176 Filtros, 279
Configuraciones básicas de Que son, 171 tivos, 281, 264,285,
¿de baja señal contransitors, 291 Tipos, 175 tivos Andy diseño de, 290
Polariraciôn de 555. E, 310 Bessel, 289
55. Practicando con el, 177E Buterworh, 269,291
Principio de fancionamiento,25
Amplificadores) de potencia, 260 — Clocks
isis de un. 266 CMRR.
Chebyshev, 289
DABP, 287
Circuitos análogos y digitales
Todos ls items o conceptos relacionados por orden alfabético en este índice son importantes. continuación de cada
uno se indican as páginas donde se introduce ose explica cada uno, Las temas o paginas resaltadofals en rojo
Inden a definiciones o explicaciones de términos lave
los resaltados en azul experimentos, Los demás corres
dores, 233 clase B con Datlington, 264 Coeficiente térmico, 230
278 clase B con transistores, 261 Comparadores de voltaje, 240
A,237 clase €, 270 Condensadores de desacople, 256
27 clase D, 270 Condensadores de paso, 256
237,261 clase 6, 270 Convertidores de potencia, 181,18
27 con circuitos integrados, 271 Convertidores V/F. 315
Clases y tips, 237 de simetría complementaria, 262 Corriente de ajuste, 205
Datlington, 264 Drivers o excitadres paa, 264 Corriente de espera, 232
de alta frecuencia, ver Ade RE encontrafase, 261 Corriente de polarización,
de audio, ver dado Polarzación de, 263 Corriente de reposo, 202,232
de baja señal, 237,251 pose pull. 261 Cristales, 299
¿e base común, 2 Amplificadores de RF, 251,273 Criterio de Barkhausen, 295
¿e colector común, 2 de banda ancha, 274 Crossover, 262
contrafse, 261 de banda estrecha, 277 Crowbar, 218
¿e emisor comin, 257 Amplificadores operacionales, 297 Curvas características, 198, 252
de excitación o drivers, 264 ideales, 238 Darlington. Pa, 199, 258
de inramentación. 247 Operaciónen!azo abieto de, 240 — Darlington complementario Par 265
de potencia, ver Ade porencia — — Operaciónenlazocerrado de, 241 | Detectores de cruce por cero, 241
de señal grande, 237 Parámetros delos, 249 Diferenciadores, 249
desiesticunicomplereneizó5 Qué son ls. 238 Diodosreguldoresdeconiente, 228
¿e simetría complementaria, 262 rul-to-ail. 301 Disipadores de calor, 220
diferenciadores, 249 reales, 239 Distorsión de cruce, 262
diferenciales, 248, 257 los de transistores, 231 Divisores de fas, 262
hibrido, 238 Ancho de, 236,283 Drivers, 264, 199
integradores, 249 Banda de detención, 281.282 Dropout, 201
inversores, 242 Banda pasante, 281 Duty oycle, 314
mezcladores, 246 CCapacitancia de carga. 300 Ejercicios de dise
modilares, 275 Carreras térmicas, 27 190,222, 283, 288, 29,
multictspa, 258 Cireuitos electrónicos, 169 Efecto Miller, 274
no inversores, 245 Circuito(s)integrado(s),169 Efecto piezoclécico, 299
operacionales, ver A. opercionales — análogos, 175 Eficiencia, 261
par serio paralelo, 275 Analogo digitales, 176 Entrenadores didacticos, 322
Puraapliccionesespeificas,278 Cómo se fabrican los, 173 Espejos de corriente, 231, 263
Parámetros delos 235 de película, 176 Estabilidad, 232,295
push-pull, 261 digitales, 176 Experimentos, 177, 192,20,
Qué son los, 244 DIP 172,177 223, 266, 303
seguidores de voltaje, 245 hibridos, 173, 176 tld, 19
Amplificadores de audi, 237,251 monolíticos, 176 Filtros, 279
Configuraciones básicas de Que son, 171 tivos, 281, 264,285,
¿de baja señal contransitors, 291 Tipos, 175 tivos Andy diseño de, 290
Polariraciôn de 555. E, 310 Bessel, 289
55. Practicando con el, 177E Buterworh, 269,291
Principio de fancionamiento,25
Amplificadores) de potencia, 260 — Clocks
isis de un. 266 CMRR.
Chebyshev, 289
DABP, 287
de banda anch 28 Offer, 239, 244 Regulación, 191,19
de banda estrecha, 282 Oxcilciones amoniguadas, 296 Regulación de carga,
de esd variable, 28 Osciladortes), 293 Regulación de ine, 23
de ine, 2 cristal, 299 sn, Porcentaje de, 194
MBP, 28 stable, 307 ¡ón térmica, 232
Orden de, 282 ‘Clapp o Gouret, 299 Reguladores de tension, 181, 194
Parámetros de os, 282 Colpits, 298 ‘on tsasistores, 198
pasaatos, 285 conclcircuitoimegrado'S55,310 con creuitos integrados, 2008
pasabajos, 283 Controlados por voltaje, 315 de alta comete, 218
pasabanda, 286 de doble Y 302 de alto voltaje de salida, 215
pasatodo, 281 ¿e colector sintonizado, 297 de baja caída, 213
pasivos, 281, 283,285 ¿e onda seno, 295 ¿de connutación, 227
so de elajción, 308 ¿e seguimiento, 212
cords de banda, 288 en puente de Wien, 3018, 303. de tres terminales fijos, 201
Tipos de, 280 Hanley, 297 {de tres terminales ajustables, 204
VCVS, 284 LC con transistores, 296 ¿duales o de doble polaridad. 212
Foldback, 217 modulares, 32 step-up, 227
Formas de onda ist, 306 no sinusoidal, 294, 306 Terminología de, 232
Frecuencia central, Qué son, 294 Relación de rechazo, 250
Frecuencade ome, 236,281,282,201 RC con operacionales, 301 Resistencia térmica, 220
Frecuencia de transición, 250, 274 Sinusoidales, 294 Resistencia Thévenin, 19
Fuentes de corrente, 227 Oscilogramas, 224 Resistencia zener, 195
Fuentes de alimentación, 179 Palancas de cortcicuito, 218 Respuesta de frecuencia, 216
Introducción a as, 180 Pendiente de caída, 292 Restadores, 246
Fuente(s) regulda(s) PLL, 317 Ripple o rizado, 183, 232
Análisis AC de ne, 223 Polarización de transistores, 252 Selmitrigger 241
Análisis DC de una, 208 Circuitos comunes de, 253 Seguidores de voltaje, MS
Disipadores de calor pars. 220 enclaseB,263 Seguidores de emisor, 25
Limitación de coriete de,217 pordiodos, 263 Selectividad, 237, 273, 277,28
Protección de, 216 Pre-reguladores, 218 Señales y circuits, 170
Preeciónccmscbrcltesde 218 Punto de corte, 253 Sintetizadores de frecuencia, 318
Ganancia 6 Punto de saturación, 253 Slew Rate, 250,
Ganancia de comiente, 251 Punto de trabajo. Concepto de, 252 _ Sobretonos, 301
Ganancia de lazo abierto, 240 Punto de -348, 283 Sumadores, 246
Ganancia de banda pasante, 291 PUTS, 309 TCXOs, 322
Genemdoes de adas integrados, 319 — Rango de amane, 31 Tespco, 230
Impedancia de entrado, 235 Rango de captura, 317 Teorema de Fourie, 307
Impedancia de salido, 235 Rapidez de respuesta, 250 Teorema de Thevenin, 197
Indice analítico del Tomo 2,323. Realimentación. Concepto de, 241 “Tie viral. Concept
Integradores, 249 Reslimentación. Factor de, 295 VCOs, 315
Kits didácticos, 3 Realimentación negativa, 242 VCXOs, 322
Lazos de amar de fase, 317 Realimentaciôn positiva, 242 Velocidad de atenuación, 282
Ley de Ohm térmica, 20 Recta de carga, 2 Videos didácticos, 3
Simple, 217 Rectificación, 182 Voltaje DC pulsate, 184
LMS5S, El circuit integrado, 310 — Rectficadores) 181 Voltaje de desengache, 213, 232
1723. El regulador, 200 con derivación central, 186 Voltaje de detección, 232
MAXOSS. El iruito integrado, 319 con ico, 187 Voltaje de disparo, 311
Mezcladores, 246 de media onda, 183 Voltaje de evo, 239
dodulación de pulsos, 312 de onda completa, 184 Voltaje de referencia, 200.311
iplicadores de voltae, 169 dual o de doble polaridad, 186 Voltaje de uido de slid, 232
Practicando con, 192 Puentes, 184 Voltaje de umbral, 311
Maltivibradores, 294, 307,313, 314 Refereneias de voltaje, 229 Voltaje de valle, 31
Neutalizaciôn, 278 de precisión tipo zener, 280 Voltaje offset de entrada, 250
OCXOs, 322 de precisión tipo handgap, 281. Voltaje zener, 195
de banda estrecha, 282 Oxcilciones amoniguadas, 296 Regulación de carga,
de esd variable, 28 Osciladortes), 293 Regulación de ine, 23
de ine, 2 cristal, 299 sn, Porcentaje de, 194
MBP, 28 stable, 307 ¡ón térmica, 232
Orden de, 282 ‘Clapp o Gouret, 299 Reguladores de tension, 181, 194
Parámetros de os, 282 Colpits, 298 ‘on tsasistores, 198
pasaatos, 285 conclcircuitoimegrado'S55,310 con creuitos integrados, 2008
pasabajos, 283 Controlados por voltaje, 315 de alta comete, 218
pasabanda, 286 de doble Y 302 de alto voltaje de salida, 215
pasatodo, 281 ¿e colector sintonizado, 297 de baja caída, 213
pasivos, 281, 283,285 ¿e onda seno, 295 ¿de connutación, 227
so de elajción, 308 ¿e seguimiento, 212
cords de banda, 288 en puente de Wien, 3018, 303. de tres terminales fijos, 201
Tipos de, 280 Hanley, 297 {de tres terminales ajustables, 204
VCVS, 284 LC con transistores, 296 ¿duales o de doble polaridad. 212
Foldback, 217 modulares, 32 step-up, 227
Formas de onda ist, 306 no sinusoidal, 294, 306 Terminología de, 232
Frecuencia central, Qué son, 294 Relación de rechazo, 250
Frecuencade ome, 236,281,282,201 RC con operacionales, 301 Resistencia térmica, 220
Frecuencia de transición, 250, 274 Sinusoidales, 294 Resistencia Thévenin, 19
Fuentes de corrente, 227 Oscilogramas, 224 Resistencia zener, 195
Fuentes de alimentación, 179 Palancas de cortcicuito, 218 Respuesta de frecuencia, 216
Introducción a as, 180 Pendiente de caída, 292 Restadores, 246
Fuente(s) regulda(s) PLL, 317 Ripple o rizado, 183, 232
Análisis AC de ne, 223 Polarización de transistores, 252 Selmitrigger 241
Análisis DC de una, 208 Circuitos comunes de, 253 Seguidores de voltaje, MS
Disipadores de calor pars. 220 enclaseB,263 Seguidores de emisor, 25
Limitación de coriete de,217 pordiodos, 263 Selectividad, 237, 273, 277,28
Protección de, 216 Pre-reguladores, 218 Señales y circuits, 170
Preeciónccmscbrcltesde 218 Punto de corte, 253 Sintetizadores de frecuencia, 318
Ganancia 6 Punto de saturación, 253 Slew Rate, 250,
Ganancia de comiente, 251 Punto de trabajo. Concepto de, 252 _ Sobretonos, 301
Ganancia de lazo abierto, 240 Punto de -348, 283 Sumadores, 246
Ganancia de banda pasante, 291 PUTS, 309 TCXOs, 322
Genemdoes de adas integrados, 319 — Rango de amane, 31 Tespco, 230
Impedancia de entrado, 235 Rango de captura, 317 Teorema de Fourie, 307
Impedancia de salido, 235 Rapidez de respuesta, 250 Teorema de Thevenin, 197
Indice analítico del Tomo 2,323. Realimentación. Concepto de, 241 “Tie viral. Concept
Integradores, 249 Reslimentación. Factor de, 295 VCOs, 315
Kits didácticos, 3 Realimentación negativa, 242 VCXOs, 322
Lazos de amar de fase, 317 Realimentaciôn positiva, 242 Velocidad de atenuación, 282
Ley de Ohm térmica, 20 Recta de carga, 2 Videos didácticos, 3
Simple, 217 Rectificación, 182 Voltaje DC pulsate, 184
LMS5S, El circuit integrado, 310 — Rectficadores) 181 Voltaje de desengache, 213, 232
1723. El regulador, 200 con derivación central, 186 Voltaje de detección, 232
MAXOSS. El iruito integrado, 319 con ico, 187 Voltaje de disparo, 311
Mezcladores, 246 de media onda, 183 Voltaje de evo, 239
dodulación de pulsos, 312 de onda completa, 184 Voltaje de referencia, 200.311
iplicadores de voltae, 169 dual o de doble polaridad, 186 Voltaje de uido de slid, 232
Practicando con, 192 Puentes, 184 Voltaje de umbral, 311
Maltivibradores, 294, 307,313, 314 Refereneias de voltaje, 229 Voltaje de valle, 31
Neutalizaciôn, 278 de precisión tipo zener, 280 Voltaje offset de entrada, 250
OCXOs, 322 de precisión tipo handgap, 281. Voltaje zener, 195
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